W波段目標(biāo)模擬帶外噪聲抑制技術(shù)

王立權(quán)，漆 斌，黃 杉，肖 梁，陳德紅

(1. 上海機(jī)電工程研究所，上海 201109；2. 東南大學(xué) 毫米波國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇 南京 210096)

0 引 言

隨著雷達(dá)及無線通信技術(shù)的迅猛發(fā)展，無線電頻譜的應(yīng)用也隨之拓展，目前W波段的雷達(dá)探測技術(shù)、目標(biāo)模擬技術(shù)研究已成為被關(guān)注的熱點(diǎn)[1-2]。由于W波段工作頻率較高，目標(biāo)模擬系統(tǒng)鏈路通常需要通過上變頻將微波信號變頻到W波段，但是變頻鏈路引入的本振泄露、鏡像、交調(diào)等信號會直接影響目標(biāo)模擬系統(tǒng)的動態(tài)范圍甚至可能產(chǎn)生假目標(biāo)[3]，因此需要設(shè)計W波段濾波器來抑制帶外雜波、噪聲信號。

一般采用帶通濾波器來實(shí)現(xiàn)對W波段帶外雜波信號的抑制，常規(guī)微帶帶通濾波器存在插入損耗較大(≥4 dB)、帶外抑制低(≤25 dB)的問題[4]。因此，近年來通過帶阻濾波器實(shí)現(xiàn)帶外雜波抑制的技術(shù)正在漸漸興起。2004年，KNYAZKOV基于彼此相對旋轉(zhuǎn)的兩個偏振反射器來創(chuàng)建波導(dǎo)型偏振濾波器，并通過計算測量發(fā)現(xiàn)，這種偏振波導(dǎo)帶阻濾波器較適用于毫米波和亞毫米波準(zhǔn)光接收系統(tǒng)[5]，體積結(jié)構(gòu)比較大。2015年，HICKLE等利用E模諧振器實(shí)現(xiàn)了帶寬可調(diào)、高隔離度的帶阻濾波器，工作在75～108 GHz，實(shí)現(xiàn)了極窄的阻帶(1.5%、3 dB帶寬)及抑制大于70 dB的陷波[6]，該濾波器適合用于對點(diǎn)頻干擾或雜散的抑制，卻不適合有一定阻帶帶寬要求的應(yīng)用。同年，JIN等采用折疊裂環(huán)設(shè)計了一款E平面波導(dǎo)濾波器，通過在波導(dǎo)E面膜片上加載折疊裂環(huán)實(shí)現(xiàn)了在W頻段的多阻帶帶阻濾波器[7]，同樣這種濾波器是基于波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的濾波器，其體積不小于19 mm×19 mm×30 mm。2016年，李建東通過引入不同尺寸的開口諧振環(huán)和加載變?nèi)荻O管的諧振環(huán)，成功設(shè)計出一款基于人工表面等離激元且工作于毫米波段的帶阻濾波器[8]，驗(yàn)證了人工表面等離激元設(shè)計濾波器的可行性，這種結(jié)構(gòu)雖然采用了類似平面電路的結(jié)構(gòu)，但是其尺寸比較大，也不利于與其他平面電路的集成。

綜合上述，W波段微帶帶通濾波器的插入損耗較大、帶外抑制低，而波導(dǎo)及腔體濾波器的尺寸、重量較大，不利于整個目標(biāo)模擬系統(tǒng)的集成。因此本文提出一種通過低通原型濾波器結(jié)合四分之一波長微帶短截線的微帶帶阻濾波器設(shè)計方法，解決濾波器插入損耗大、帶外抑制低、體積大的問題，用于實(shí)現(xiàn)W波段目標(biāo)模擬系統(tǒng)的低噪聲前端設(shè)計和集成。

1 W波段目標(biāo)模擬鏈路

W波段目標(biāo)模擬系統(tǒng)鏈路通常需要通過上變頻將微波信號變頻到W波段，系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。假設(shè)本振信號為cos(ω0t)，微波目標(biāo)模擬信號為cos(ωIFt)，那么理想的變頻效果是：得到上邊帶信號cos[(ω0+ωIF)t]，或者下邊帶信號cos[(ω0-ωIF)t]。

但是實(shí)際變頻過程中，上邊帶、下邊帶、本振泄漏信號會相互交調(diào)生成一系列的頻譜組合信號，同時變頻將產(chǎn)生許多寄生的高次分量，這些寄生響應(yīng)會產(chǎn)生寄生的互調(diào)中頻分量，如果寄生響應(yīng)大，就會對本振和輸出信號產(chǎn)生影響[9]。圖2給出了微波寬帶信號跟W波段本振信號混頻后產(chǎn)生的輸出信號頻譜圖。從圖2可以看出，輸出信號除了包含所需的信號外，還包含了大量的交調(diào)、寄生信號。

圖2 W波段上變頻信號頻譜圖Fig.2 Specrtrum after up-conversion at W-band

因此，W波段目標(biāo)模擬系統(tǒng)的設(shè)計中，需要通過采用如圖1所示的帶外雜波抑制技術(shù)來抑制變頻鏈路引入的本振泄露、鏡像、寄生分量等信號，輸出如圖3所示的理想的變頻信號。

圖3 W波段上變頻信號濾波后的頻譜圖Fig.3 Specrtrum after up-conversion and noise filtering at W-band

2 帶外雜波抑制原理

對本振泄漏、混頻鏡像等帶外雜波的抑制一般通過濾波器實(shí)現(xiàn)，集總元件低通濾波器原型是設(shè)計各種低通、高通、帶通、帶阻濾波器的基礎(chǔ)。圖4所示的是一個典型的低通原型濾波器：ZA表示輸入阻抗；ZB表示負(fù)載阻抗；g1、g3、g5表示集總元件的電感；g2、g4、g6表示集總元件的電容[8,10]。

圖4 低通原型濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure of lowpass prototype filter

圖4所示的低通原型濾波器采用的是集總元件，因此濾波器不具備周期性。如果將低通原型濾波器的集總元件轉(zhuǎn)化為微帶短截線，利用微帶線的周期性，就可以變換為帶阻濾波器。

假設(shè)圖4所示的低通濾波器中g(shù)1、g3、g5的電感為L，那么對應(yīng)的阻抗為

ZL=jΩL

(1)

式中，Ω為電感的角頻率變量。

四分之一波長短路微帶短截線的輸入阻抗可表示為[7]

(2)

式中：ω是工作角頻率；ω0是微帶的特征角頻率；Z0是微帶的特征阻抗。

采用微帶短截線替代集總電感，那么就要使集總電感和短截線等價，則有

(3)

式(3)可以轉(zhuǎn)化為

(4)

式中，k=L/Z0，可以通過調(diào)整微帶線的特性阻抗調(diào)節(jié)參數(shù)的取值。

同理可證集總電容到分布開路短截線的頻率變換式，根據(jù)式(3)～(4)可知，微帶短截線濾波器具備以2ω0為周期的周期性，因此可以將集總低通濾波器變換為帶阻濾波器。圖4中的電感和電容變換為微帶短截線濾波器后，其框圖如圖5所示。圖中：Z1、Z2、Z3是電感的等效短截線；Y1、Y2、Y3是電容的等效短截線；Z0A、Z0B是單位元件，即一段特性阻抗等于終端阻抗的無耗傳輸線，Z0A的特性阻抗匹配輸入阻抗ZA，Z0B的特性阻抗匹配源阻抗ZB，單位元件的增加并不會影響系統(tǒng)的頻響性能。

圖5 采用微帶短截線的帶阻濾波器Fig.5 Band-stop filterincluding microstrip

實(shí)際應(yīng)用過程中，難以實(shí)現(xiàn)圖5中的串聯(lián)微帶短路短截線，因此需要通過黑田規(guī)則(Kuroda’s identities)將微帶短路短截線變換為開路枝節(jié)，短截線變換的等效關(guān)系如圖6所示，具體的轉(zhuǎn)化如式(5)所示[8,11]。

(5)

式中，Z0、Z′0、Zs、Ys分別是單位元件的特性阻抗或?qū)Ъ{。

圖6 黑田規(guī)則變換示意圖Fig.6 Equivalent circuits for Kuroda identities

通過多次黑田變換，圖5所示的帶阻濾波器可轉(zhuǎn)化成如圖7所示的基于開路枝節(jié)短截線及單位元件的分布參數(shù)的帶阻濾波器結(jié)構(gòu)[7]。其中：ZA、ZB為輸入端和輸出端的終端阻抗；Zn是四分之一波長的微帶傳輸線的特性阻抗；Yn為并聯(lián)開路短截線的特性阻抗。

圖7 微帶帶阻濾波器結(jié)構(gòu)Fig.7 Band-stop microstrip filtertopology

圖7給出了采用微帶短截線將集總低通濾波器變換為帶阻濾波器的原理框圖。濾波器頻率響應(yīng)如圖8所示，其中：(a)圖表示采用集總元件的低通濾波器頻率響應(yīng)；(b)圖表示采用微帶短截線的帶阻濾波器響應(yīng)。

圖8 濾波器頻率響應(yīng)Fig.8 Frequency response of filters

3 仿真與測試

為了驗(yàn)證上述基本原理及分析的有效性，對W波段微帶帶阻濾波器進(jìn)行設(shè)計和仿真。假設(shè)微帶帶阻濾波器的阻帶為84～89 GHz，抑制效果不小于30 dB，通帶為96～104 GHz，帶內(nèi)插入損耗不大于2 dB。濾波器階數(shù)的增加有利于帶外雜波的抑制，但是會影響帶內(nèi)的插入損耗，因此兼顧考慮這兩個因素，本文采用五階帶阻濾波器。低通濾波器的原型參數(shù)可查表得到[8,12]，然后根據(jù)實(shí)際的工作頻率結(jié)合微帶特性轉(zhuǎn)化為帶阻濾波器結(jié)構(gòu)，如圖9所示。濾波器的輸入和輸出負(fù)載的阻抗特性一般都是標(biāo)準(zhǔn)的50 Ω接口，因此濾波器是一個左右對稱的結(jié)構(gòu)。圖9中：W0是連接線的寬度；Wab、Wbc的是低阻串聯(lián)微帶線的寬度；Wa、Wb、Wc的是高阻并聯(lián)微帶線的寬度；L0是連接線的長度；Lab、Lbc的是低阻串聯(lián)微帶線的長度；La、La2、Lb、Lb2、Lc、Lc2的是高阻并聯(lián)微帶線的長。并聯(lián)微帶線與串聯(lián)微帶線的連接存在一個T型接口，如圖10所示，因此需在仿真軟件中建立的串并聯(lián)連接模型，并使用deembed對端口的尺寸進(jìn)行微調(diào)、校準(zhǔn)。

圖9 微帶帶阻濾波器布局圖Fig.9 Layout of microstrip band-stop filter

圖10 微帶串并聯(lián)連接布局圖Fig.10 Layout of microstrip and open-circuited stub

濾波器使用石英基片，相對介電常數(shù)為3.78，基片厚度為0.1 mm，微帶線導(dǎo)體厚度為2 μm，根據(jù)以上條件以及如圖9所示的濾波器結(jié)構(gòu)，帶阻濾波器的各部分尺寸如表1所示，對應(yīng)的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖11所示。由圖11可以看出，工作頻率在84 GHz和89 GHz時，帶阻濾波器的抑制度均優(yōu)于-37 dB；濾波器在84 GHz和89 GHz處存在帶外傳輸零點(diǎn)，其中在89 GHz處的帶外抑制度更是高達(dá)50 dB。這說明該帶阻濾波器具有非常陡峭的過渡帶。由圖11還可以看出，該帶阻濾波器在96～104 GHz處有良好的通帶特性，插入損耗小于2 dB。

表1 微帶帶阻濾波器布局參數(shù)表Tab.1 Parameters of microstrip band-stop filter layout

圖11 帶阻濾波器S參數(shù)仿真結(jié)果Fig.11 Simulated S-parameters of band-stop filter

所設(shè)計的微帶帶阻濾波器實(shí)物如圖12所示，其中，(a)圖為濾波器在W波段目標(biāo)模擬系統(tǒng)中應(yīng)用的鏈路，(b)圖為濾波器的剖面示意。濾波器通過E面微帶探針實(shí)現(xiàn)微帶準(zhǔn)橫電磁波(transverse electromagnetic wave, TEM)模式與波導(dǎo)橫電波(transverse electric wave，TE10)模式的有效轉(zhuǎn)換。微帶帶阻濾波器的測試結(jié)果如圖13所示，從測試結(jié)果可以看出，寬帶帶阻濾波器的阻帶抑制大于36 dB，2個帶外傳輸零點(diǎn)分別位于84.25 GHz和89.5 GHz處，濾波器的回波損耗小于-14 dB，帶內(nèi)(96～104 GHz)插入損耗小于2 dB(減去夾具損耗2 dB)，性能優(yōu)于同頻段的微帶帶通濾波器。采用此帶阻濾波器可以有效地抑制本振泄漏、混頻鏡像等雜散信號，提高系統(tǒng)的性能。另外，為了評估石英基片表面導(dǎo)體鍍層厚度對性能的影響，進(jìn)行了不同鍍層厚度下的濾波器性能仿真，圖13給出了不同鍍層厚度t下S參數(shù)實(shí)測與仿真數(shù)據(jù)的對比，可以看出，微帶線導(dǎo)體厚度對濾波器的性能影響較小。

(a) 含帶阻濾波器的W波段目標(biāo)模擬鏈路

(b) 帶阻濾波器剖面圖

圖13 帶阻濾波器S參數(shù)實(shí)測與仿真數(shù)據(jù)Fig.13 Measured and simulated S-parameters of band-stop filter

4 結(jié)束語

本文通過對W波段目標(biāo)模擬系統(tǒng)由變頻鏈路所引起的帶外雜波信號進(jìn)行分析，提出一種從低通原型濾波器結(jié)合四分之一波長微帶短截線的W波段微帶帶阻濾波器設(shè)計方法，并且分析了四分之一波長串并聯(lián)微帶線的開路高阻線等效變化。利用ADS仿真軟件，對濾波器的原理電路進(jìn)行了驗(yàn)證，成功設(shè)計了一款尺寸1.3 mm×8.5 mm×0.1 mm的基于石英基片工藝的五階帶阻濾波器，相對于基于波導(dǎo)機(jī)構(gòu)的濾波器，尺寸大幅縮減。該濾波器通帶覆蓋96～104 GHz，通帶的帶內(nèi)插入損耗小于2 dB，帶外雜波抑制大于30 dB，分別優(yōu)于常規(guī)微帶帶通濾波器2 dB和5 dB。測試結(jié)果表明，所設(shè)計的帶阻濾波器具有較好的通帶損耗和帶外抑制性能，可用于抑制W波段目標(biāo)模擬系統(tǒng)的帶外雜波信號。