具備母線升壓的無(wú)刷直流電機(jī)方波調(diào)速控制方法

蔡 駿，龐 浩，束寅志，劉聰賢

(1.南京信息工程大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，南京 210044;2.江蘇省大氣環(huán)境與裝備技術(shù)協(xié)同創(chuàng)新中心，南京 210044)

0 引 言

無(wú)刷直流電機(jī)(BLDCM)由于其不僅具有起動(dòng)轉(zhuǎn)矩大、高性能、高可靠性以及運(yùn)行效率高等優(yōu)點(diǎn)，而且擁有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、維護(hù)便利、成本低等優(yōu)勢(shì)，使其在工業(yè)領(lǐng)域上應(yīng)用十分廣泛。

近年來(lái)，DC-DC變換器與三相全橋功率變換器級(jí)聯(lián)控制的研究更是吸引眾多學(xué)者的目光。文獻(xiàn)[1-3]中將無(wú)刷直流電機(jī)作為發(fā)電機(jī)使用，三相全橋功率變換器與DC-DC變換器級(jí)聯(lián)，對(duì)電機(jī)發(fā)電時(shí)產(chǎn)生的能量進(jìn)行收集，從而增加電池續(xù)航能力。文獻(xiàn)[1]中，通過(guò)對(duì)四軸飛行器的無(wú)刷直流電機(jī)運(yùn)行時(shí)的能量收集，使用Boost變換器對(duì)電流和電壓進(jìn)行控制，對(duì)飛行器電池進(jìn)行充電。文獻(xiàn)[2]中，將Boost變換器與全橋功率變換器級(jí)聯(lián)，在制動(dòng)時(shí)，制動(dòng)能量經(jīng)過(guò)Boost變換器進(jìn)行二次升壓，使得再生能量電壓更高。文獻(xiàn)[3]中，提出的能量再生制動(dòng)系統(tǒng)，在制動(dòng)時(shí)，無(wú)刷直流電機(jī)充當(dāng)發(fā)電機(jī)，使得能量通過(guò)三相全橋功率變換器和前級(jí)Buck變換器對(duì)超級(jí)電容或電池充電，有效增加電動(dòng)汽車的續(xù)航能力。在文獻(xiàn)[4]中，使用無(wú)橋PFC的Buck-Boost變換器與三相全橋功率變換器級(jí)聯(lián)；文獻(xiàn)[5]使用Buck-Boost變換器級(jí)聯(lián)三相全橋功率變換器來(lái)提高飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)的性能，對(duì)太陽(yáng)能電池收集到的能量使用Buck-Boost變換器進(jìn)行轉(zhuǎn)換，給后級(jí)三相全橋功率變換器提供母線電壓。在文獻(xiàn)[6-8]中，前級(jí)電路分別為Buck變換器和Cuk變換器。它們共同特點(diǎn)都是通過(guò)前級(jí)變換器調(diào)節(jié)直流母線電壓，后級(jí)三相全橋功率變換器對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)進(jìn)行換相，降低無(wú)刷直流電機(jī)運(yùn)行轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[4]和[9]采用了無(wú)橋PFC的Buck-Boost變換器對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)母線電壓進(jìn)行控制，且節(jié)約了二極管橋式整流器，從而消除相應(yīng)導(dǎo)通損耗。文獻(xiàn)[10-11]采用Z源變換器級(jí)聯(lián)三相全橋功率變換器，使用Z源變換器調(diào)節(jié)母線電壓，以此減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

本文提出了將Buck/Boost DC-DC變換器與三相全橋功率變換器級(jí)聯(lián)，通過(guò)定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)和變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)兩種控制方法對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)進(jìn)行調(diào)速控制。定電壓轉(zhuǎn)速控制是通過(guò)對(duì)DC-DC變換器進(jìn)行母線電壓和電感電流雙閉環(huán)控制，利用三相全橋功率變換器實(shí)現(xiàn)無(wú)刷直流電機(jī)換相和調(diào)速控制；變電壓轉(zhuǎn)速控制則是通過(guò)對(duì)DC-DC變換器進(jìn)行轉(zhuǎn)速和電感電流雙閉環(huán)控制，利用三相全橋變換器實(shí)現(xiàn)無(wú)刷直流電機(jī)換相控制，該控制方法能夠?qū)崿F(xiàn)無(wú)刷直流電機(jī)調(diào)速和換相解耦控制。為驗(yàn)證兩種調(diào)速方法的有效性，基于STM32搭建了Buck/Boost DC-DC變換器與三相全橋變換器級(jí)聯(lián)的無(wú)刷直流電機(jī)功率變換數(shù)字控制系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制能夠?qū)崿F(xiàn)無(wú)刷直流電機(jī)寬范圍調(diào)速，而變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)則更適用于電機(jī)速度較高的場(chǎng)合。在變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制時(shí)，有利于有效降低全橋變換器的開(kāi)關(guān)頻率，在有效降低系統(tǒng)損耗的同時(shí)，也使得三相全橋變換器的功率開(kāi)關(guān)器件選取更為靈活。

1 功率變換器拓?fù)浼斑\(yùn)行模式分析

為實(shí)現(xiàn)三相全橋功率變換器的母線電壓升壓和可控，本文通過(guò)在前級(jí)引入Buck/Boost DC-DC變換器，并與三相全橋變換器級(jí)聯(lián)而構(gòu)造出如圖1所示的功率拓?fù)?。該功率變換器的運(yùn)行原理分析如下：

圖1 基于Buck/Boost DC-DC的無(wú)刷直流電機(jī)功率變換器

(1) 前級(jí)Buck/Boost DC-DC變換器運(yùn)行機(jī)理

前級(jí)Buck/Boost DC-DC變換器主要目的在于實(shí)現(xiàn)母線電壓升壓和可調(diào)。如圖2所示，開(kāi)關(guān)管K1和K2互補(bǔ)開(kāi)通，在任意開(kāi)關(guān)周期均存在圖2(a)所示的電感勵(lì)磁儲(chǔ)能模式和圖2(b)所示的對(duì)輸出母線和負(fù)載供電模式。

圖2 Buck/Boost DC-DC變換器運(yùn)行模式

若開(kāi)關(guān)管K2的PWM占空比為α，則母線電壓UBus和輸入電壓Udc的關(guān)系：

(1)

圖3給出了Buck/Boost DC-DC變換器在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)的理想電流和開(kāi)關(guān)狀態(tài)示意圖。如圖3所示，在下管導(dǎo)通區(qū)間[t0，t0+αTpwm)時(shí)電感電流斜率為：

圖3 CCM模式的理想電流波形

(2)

在上管導(dǎo)通區(qū)間[t0+αTpwm，t0+Tpwm)時(shí)電感電流斜率有：

(3)

其中，L是電感值，iL是電感電流值，Tpwm是PWM周期時(shí)間。由式(2)和(3)可以得到電感電流的電感電流紋波為：

(4)

電感值與輸入源電壓關(guān)系[12]為：

(5)

對(duì)應(yīng)的電源側(cè)和母線側(cè)電容選取為：

(6)

(7)

式中，rU是電壓紋波系數(shù)選取值，P是DC-DC變換器輸出功率。

(2) 后級(jí)三相全橋變換器及控制

后級(jí)三相全橋變換器由前級(jí)Boost DC-DC變換器提供母線電壓，如圖4所示。通過(guò)三相全橋可以實(shí)現(xiàn)對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)的換相控制。無(wú)刷直流電機(jī)在120°運(yùn)行方式下的PWM控制策略有五種，分別是PWM-ON、ON-PWM、H_PWM-L_ON、H_ON-L_PWM以及 H_PWM- L_PWM[13]控制策略。本文采用圖5所示的H_PWM-L_ON控制策略，即在120°導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)，三相全橋上橋臂開(kāi)關(guān)管均采用PWM調(diào)制，下橋臂采用恒導(dǎo)通方式。圖6給出了A/C兩相導(dǎo)通時(shí)的工作狀態(tài)示意圖。

圖4 三相全橋變換器電路

圖5 Hall信號(hào)與H_PWM-L_ON控制波形

圖6 A-C導(dǎo)通工作模式

2 定電壓和變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制

傳統(tǒng)的三相全橋變換器由于母線電壓固定，無(wú)法提供母線電壓的可控維度，使得電機(jī)的換相控制和轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制均通過(guò)三相全橋變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)。為解決該問(wèn)題，通過(guò)前級(jí)引入Buck/Boost DC-DC升壓變換器，從而使得母線電壓可調(diào)，也為無(wú)刷直流電機(jī)的閉環(huán)控制提供了新的可控維度。本文針對(duì)基于Buck/Boost DC-DC升壓變換器的BLDC功率拓?fù)?，研究了母線電壓固定的定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法和母線電壓可變的變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法。具體分析如下：

2.1 定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制策略

定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制策略是通過(guò)前級(jí)Boost DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)母線升壓穩(wěn)定調(diào)節(jié)，并在后級(jí)三相全橋變換器采用H-PWM_L-ON的控制方式實(shí)現(xiàn)電機(jī)的換相控制和轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，其控制框圖如圖7所示。

圖7 定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制框圖

由圖7中可以看出，前級(jí)Boost變換器采用外環(huán)母線電壓閉環(huán)和內(nèi)環(huán)電感電流閉環(huán)的雙閉環(huán)控制方式實(shí)現(xiàn)母線電壓的穩(wěn)定控制，即將給定母線電壓的參考值與母線電壓實(shí)際值的偏差經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后得到電感電流的參考值，其與電感電流的偏差再經(jīng)PI調(diào)節(jié)而得到Boost變換器開(kāi)關(guān)管的調(diào)制信號(hào)。后級(jí)三相全橋變換器則采用兩兩導(dǎo)通H-PWM_L-ON轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，其中通過(guò)轉(zhuǎn)速參考值與轉(zhuǎn)速的偏差值經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后作為全橋上管的PWM調(diào)制信號(hào)，與載波交截后得到開(kāi)關(guān)管占空比，從而與電機(jī)的換相控制信號(hào)結(jié)合實(shí)現(xiàn)電機(jī)換相和轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制。由此可見(jiàn)，在定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法中，電機(jī)換相控制與轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制從算法上而言是耦合的。

2.2 變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制策略

與定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法不同，在變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式時(shí)，轉(zhuǎn)速環(huán)由DC-DC變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)控制，而換相控制則由后級(jí)三相全橋來(lái)承擔(dān)。如圖8所示，轉(zhuǎn)速偏差通過(guò)PI調(diào)節(jié)得到電感電流的參考值，其與電感電流的偏差再經(jīng)PI調(diào)節(jié)而得到Boost變換器開(kāi)關(guān)管的調(diào)制信號(hào)。該方法可以實(shí)現(xiàn)母線電壓的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，因此母線電壓是可變的，當(dāng)參考轉(zhuǎn)速升高時(shí)，通過(guò)上述控制方式可以實(shí)現(xiàn)母線電壓的提升，反之亦然。 與此同時(shí)，三相全橋變換器則僅僅用于實(shí)現(xiàn)電機(jī)的換相控制，這里與定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方式一樣，仍然采用H-PWM_L-ON的兩兩導(dǎo)通控制方式，但此時(shí)PWM占空比可以為1。通過(guò)對(duì)定電壓和變電壓兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法的比較可以看出，變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方式實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制和電機(jī)換相控制的解耦，同時(shí)也避免了對(duì)三相全橋變換器的多個(gè)開(kāi)關(guān)管的高頻PWM控制。

圖8 變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制框圖

3 兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制策略下的開(kāi)關(guān)損耗和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分析

為進(jìn)一步分析根據(jù)定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制和變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的不同特征，分別對(duì)兩種算法下的開(kāi)關(guān)損耗和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行了分析。

3.1 開(kāi)關(guān)損耗

(1)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷狀態(tài)下的損耗

為了簡(jiǎn)化由開(kāi)關(guān)管造成的開(kāi)關(guān)損耗計(jì)算，將開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通壓降進(jìn)行線性化分析[14]，即

(8)

式中，UonVT、UonVD是開(kāi)關(guān)管和其續(xù)流二極管的導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的壓降；UtVT、UtVD是開(kāi)關(guān)管和二極管在零電流期間的通態(tài)壓降；RVT、RVD是開(kāi)關(guān)管和二極管的通態(tài)電阻，I0是器件中流通的穩(wěn)定電流?？梢缘玫饺嗳珮蜃儞Q器的器件功率損耗為：

(9)

以BC相導(dǎo)通為例，定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)調(diào)速時(shí)后級(jí)電路使用H-PWM_L-ON調(diào)制方式，在開(kāi)關(guān)管PWM調(diào)節(jié)的一個(gè)周期內(nèi)，PWM占空比為α，B相上管處于PWM開(kāi)通狀態(tài)，導(dǎo)通時(shí)間為αTpwm，C相下管在Tpwm內(nèi)一直保持開(kāi)通；在B相上管處于PWM關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，C相下管恒導(dǎo)通，B相上管續(xù)流二極管導(dǎo)通，二極管導(dǎo)通時(shí)間為(1-α)Tpwm，此時(shí)可以將上式改寫為：

Pon=[(1+α)(UtVT+I0RVT)]+
(1-α)(UtVD+I0RVD)I0

(10)

從上式中可以看出，三相全橋變換器在通態(tài)狀態(tài)下的器件功率損耗與開(kāi)關(guān)頻率無(wú)關(guān)。

(2)開(kāi)關(guān)切換狀態(tài)下的損耗

在開(kāi)關(guān)管PWM的一個(gè)周期內(nèi)，假設(shè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間為ton，關(guān)斷時(shí)間為toff，同樣對(duì)開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)電流進(jìn)行線性化分析，假設(shè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)過(guò)程結(jié)束后電流穩(wěn)態(tài)值為I1，開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)電流線性上升，關(guān)斷時(shí)電流線性下降，可以得到在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)開(kāi)通和關(guān)斷的次數(shù)為(ton+toff)/Tpwm的開(kāi)關(guān)功率平均損耗為：

(11)

因此由三相全橋換相電路造成的功率損耗為Pon和Pon_off兩者之和。開(kāi)關(guān)切換狀態(tài)下開(kāi)關(guān)管造成的損耗與PWM的頻率有關(guān)，頻率越大，造成的開(kāi)關(guān)損耗越大。

3.2 轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分析

為分析換向時(shí)刻的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)影響，這里以AB到AC的切換過(guò)程為例，對(duì)兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行了理論推導(dǎo)。

如圖9所示，當(dāng)電機(jī)從AB相切換至AC相時(shí)，忽略定子電阻的影響，則有ea=E，eb=ec=-E；三相繞組對(duì)地電壓ua、ub、uc分別為ua=DUBus，ub=UBus，uc=0。(E為三相反電動(dòng)勢(shì)最大值，D為A相上管T1的占空比)，因此各相的電壓方程[15]可以表示為：

圖9 相電流與相反電勢(shì)波形

(12)

式中,UN0為三相繞組中性點(diǎn)對(duì)地電壓，L0是電機(jī)繞組自感，M是繞組間互感。由式(12)可以得到：

(13)

由式(12)和(13)可以得到：

(14)

假設(shè)換相時(shí)間為t，換相前A相電流中穩(wěn)定值為ia0，則ib0=-ia0，ic0=0有：

(15)

電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩為

(16)

其中，ω是電機(jī)的機(jī)械角速度，假設(shè)換相時(shí)有E≈Keω，Ke是反電勢(shì)系數(shù)。

由式(15)和(16)可以得到定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為

(17)

在采用變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)時(shí)，后級(jí)三相全橋變換器采用H-PWM_L-ON的控制策略(其中PWM占空比D=1)，因此結(jié)合式(1)可得該控制方法下轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為：

(18)

在定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式下，換相后有ic0=-ia0，ib=0，此時(shí)假設(shè)ib下降為0時(shí)間為tb，ic達(dá)到穩(wěn)定值時(shí)間為tc，由式(15)可以得到：

(19)

在變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方式中，假設(shè)ib下降為0時(shí)間為tb1，ic達(dá)到穩(wěn)定值時(shí)間為tc1，同理，由式(15)可得：

(20)

結(jié)合式(19)和(20)，可以分別對(duì)定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制和變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制兩種模式下的轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)情況做如下分析：

(1)定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)特征

?當(dāng)tb=tc，則(2D-1)UBus=4E，由式(17)可知此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為0，轉(zhuǎn)矩保持穩(wěn)定。

?當(dāng)tb

?當(dāng)tb>tc，則(2D-1)UBus>4E，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為正，轉(zhuǎn)矩將增大。

(2)變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)特征

?當(dāng)tb=tc，則Udc/(1-α)=4E，轉(zhuǎn)矩恒定不變。

?當(dāng)tb

?當(dāng)tb>tc，則Udc/(1-α)>4E，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為正，轉(zhuǎn)矩將增大。

如圖10所示的仿真結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，在2500 r/min穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制相較于定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)略微減小。

圖10 電磁轉(zhuǎn)矩波形

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制策略的可行性，搭建了一套基于Buck/Boost DC-DC變換器的無(wú)刷直流電機(jī)功率變換器，并采用ARM(STM32F103)主控芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)電機(jī)閉環(huán)驅(qū)動(dòng)算法，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖11所示。實(shí)驗(yàn)用的BLDC樣機(jī)參數(shù)如表1所示?；谏鲜鰧?shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制和變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制分別進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。實(shí)驗(yàn)條件為：輸入電源Udc=12 V，母線電壓參考值UBus_ref=24 V(定電壓模式)。

表1 樣機(jī)參數(shù)

圖11 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

圖12給出了參考轉(zhuǎn)速動(dòng)態(tài)變化時(shí)的定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的實(shí)驗(yàn)波形。在定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制中通過(guò)對(duì)母線電壓閉環(huán)和電感電流閉環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，實(shí)現(xiàn)對(duì)三相全橋變換器母線電壓穩(wěn)定調(diào)節(jié)，而后級(jí)三相全橋變換器進(jìn)行轉(zhuǎn)速閉環(huán)和電機(jī)換相控制。從圖12可以看出參考轉(zhuǎn)速在2000 r/min、-3000 r/min、-4000 r/min、-2000 r/min動(dòng)態(tài)變化時(shí)，母線電壓能夠維持穩(wěn)定調(diào)節(jié)，電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速能夠在參考轉(zhuǎn)速切換時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)參考轉(zhuǎn)速的迅速跟蹤，具備穩(wěn)定的轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制能力。

圖12 定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制下轉(zhuǎn)速突變

在給定同樣動(dòng)態(tài)參考轉(zhuǎn)速的情況下對(duì)變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制算法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。從圖13可以看出，通過(guò)前級(jí)DC-DC變換器可以實(shí)現(xiàn)在轉(zhuǎn)速突變模式下的動(dòng)態(tài)母線電壓調(diào)節(jié)，即在轉(zhuǎn)速突增模式下母線電壓相應(yīng)升高，反之則相應(yīng)降低，達(dá)到轉(zhuǎn)速動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的目的。值得注意的是，當(dāng)參考轉(zhuǎn)速降至2000 r/min時(shí)，由于母線電壓已經(jīng)降至最低(即母線電壓等于電源電壓，升壓比降至1)，此時(shí)由于母線電壓無(wú)法再進(jìn)行調(diào)節(jié)，使得轉(zhuǎn)速無(wú)法繼續(xù)降低而實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速的跟蹤。因此，該轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方式更適合參考轉(zhuǎn)速較高的情況。

圖13 變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制下轉(zhuǎn)速突變

圖14(a)和圖1(b)給出了兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式在轉(zhuǎn)速為2500 r/min穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的三相電流波形。由圖可以看出，在同樣的參考轉(zhuǎn)速閉環(huán)的情況下，定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式的母線電壓穩(wěn)定在24 V，而變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式的母線電壓則在15 V左右。由于定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制需要對(duì)三相全橋的各橋臂上管進(jìn)行高頻的PWM控制，從而使得導(dǎo)通區(qū)各相電流的波動(dòng)相較于變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制模式要大，也使得三相全橋運(yùn)行時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗增大。

圖14 兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法在2500 r/min穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的三相電流波形

5 結(jié) 語(yǔ)

提出基于Buck/Boost DC-DC變換器與三相全橋變換器級(jí)聯(lián)的功率變換器的兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)調(diào)速控制方法，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明其具備如下特征：

(1)定電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)雖然可以滿足全轉(zhuǎn)速范圍的轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制要求，但是由于高速時(shí)需要三相全橋變換器的開(kāi)關(guān)器件工作在高頻PWM模式，增大了高頻開(kāi)關(guān)損耗，也使得開(kāi)關(guān)器件需要選擇頻率更高的MOSFET。

(2)變電壓轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方法有效的實(shí)現(xiàn)了電機(jī)高速運(yùn)行時(shí)的轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制與電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制的解耦，有效降低了三相全橋開(kāi)關(guān)器件的高頻開(kāi)關(guān)損耗，也豐富了開(kāi)關(guān)器件的選擇方式。

(3)就變換器而言，引入前級(jí)Buck/Boost DC-DC變換器可以使得母線電壓靈活可控，對(duì)于BLDC在電動(dòng)汽車、精密伺服等領(lǐng)域的應(yīng)用具有重要的應(yīng)用價(jià)值。兩種轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制方式各有優(yōu)點(diǎn)，二者結(jié)合有望進(jìn)一步提升BLDC在全轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)的調(diào)速能力。