UUV 用低速大扭矩推進(jìn)電機控制方式對比分析

劉亞兵，王海清，胡欽龍，吳 凇，胡利民，張國楠

(1.中國船舶重工集團(tuán)公司 第705 研究所昆明分部，云南 昆明，650101；2.海裝駐昆明地區(qū)第二軍事代表室，云南 昆明，650101)

0 引言

無人水下航行器(unmanned undersea vehicle，UUV)常采用永磁無刷電機聯(lián)接螺旋槳作為推進(jìn)裝置，因其比功率大，調(diào)速范圍寬泛，可同時滿足特殊場合下UUV 對低速巡航和高速沖刺的應(yīng)用需求[1-3]。按照行業(yè)內(nèi)的普遍區(qū)分方法，永磁無刷電機分為方波驅(qū)動的無刷直流電機(brushless direct current motor，BLDC)和正弦波驅(qū)動的永磁同步電機(permanent-magnet synchronous motor，PMSM)。針對2 種控制方式，學(xué)者們作了大量的研究。王宗培等[4]在早期對永磁電機做出了較為準(zhǔn)確的論述，分析了方波及正弦波驅(qū)動同款電機時的性能差異。文宇良等[5]針對軌道交通領(lǐng)域的PMSM 應(yīng)用實例，指出正弦波控制模式下逆變器的輸出電壓受供電側(cè)限制，電流調(diào)節(jié)器將隨著轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)矩的升高而達(dá)到輸出飽和，并提出了采用矢量控制和方波模式下電壓相角控制的結(jié)合策略，解決了傳統(tǒng)永磁牽引系統(tǒng)高速段無法進(jìn)入方波工作模式、電壓利用率低的問題。沈建新等[6]針對同步磁阻電機進(jìn)行了方波與正弦波驅(qū)動2 種模式下的對比研究，指出方波驅(qū)動時電機轉(zhuǎn)矩密度、效率以及功率因素均略有下降。以上研究均局限于逆變器供電電壓維持不變的工況下，而針對UUV 上大容量電池組供電的場合，目前的研究并不多見。

方波驅(qū)動和正弦波驅(qū)動模式對電機的轉(zhuǎn)矩、輸出功率和效率等參數(shù)均產(chǎn)生不同程度的影響，方波驅(qū)動模式下，電機換相轉(zhuǎn)矩脈動較大，噪聲高，但母線利用率高；正弦波驅(qū)動模式時電機換相轉(zhuǎn)矩脈動小，噪聲低。采用何種模式要根據(jù)不同場合應(yīng)用需求來決定，文中針對某大型UUV推進(jìn)電機，介紹基于旋轉(zhuǎn)變壓器的方波驅(qū)動及正弦波驅(qū)動2 種控制技術(shù)，通過陸上功率對比試驗得出2 種驅(qū)動方式的主要試驗數(shù)據(jù)，為相關(guān)工程應(yīng)用提供參考。

1 轉(zhuǎn)子位置檢測

低速大扭矩電機輸入電源頻率低，極數(shù)多，可靠的轉(zhuǎn)子位置檢測方式直接決定著電機輸出性能。電機轉(zhuǎn)子位置檢測方式包括傳感器和無傳感器2 種。無位置傳感器控制技術(shù)近年來得到廣泛的研究，其中反電勢檢測法適用于高速電機，而利用電機電感飽和效應(yīng)構(gòu)成的飽和凸極特征的“高頻注入法”是低速電機當(dāng)前普遍采用的方式[7-9]，其經(jīng)濟(jì)性固然得以保障，但可靠性仍值得討論，且電機啟動瞬間抖動的問題仍是無位置檢測技術(shù)當(dāng)前存在的重要弊病。在有傳感器控制技術(shù)中，方波控制模式常使用磁感應(yīng)霍爾傳感器作為檢測手段，正弦波模式則采用更精密的光電編碼器或旋轉(zhuǎn)變壓器(rotary variable differential transformer，RVDT)，前者檢測精度雖高，但受環(huán)境因素影響較大，特別在低溫、鹽霧等場合容易失效，因此，在可靠性要求較高的場合，RVDT 仍是檢測電機轉(zhuǎn)子位置的最優(yōu)方案，文中采用RVDT 進(jìn)行轉(zhuǎn)子位置及速度的實時解算。

圖1 所示為電機轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)時，RVDT 檢測到的位置信息。對于1 對極的RVDT，電機旋轉(zhuǎn)1周，前者檢測到的角度變化P次，即

式中：P為電機極對數(shù)；θ(t) 為RVDT 實時角度位置；ψ(t) 為電機實時電角度。電機轉(zhuǎn)過1 個電角度，12 位檢測精度的RVDT 經(jīng)解碼電路后輸出值為0～4 095，依據(jù)該值的大小即可定位出轉(zhuǎn)子實時位置。

圖1 RVDT 轉(zhuǎn)子位置圖Fig.1 Diagram of rotor position in RVDT

2 方波驅(qū)動模式

2.1 導(dǎo)通相序計算

傳統(tǒng)的方波控制模式中，依靠3 個霍爾傳感器來實時檢測轉(zhuǎn)子位置，在1 個電周期內(nèi)，假設(shè)3個霍爾值的變化為6→2→3→1→5→4，分別對應(yīng)B?C+→ B?A+→ C?A+→ C?B+→ A?B+→A?C+的導(dǎo)通序列，如表1 所示。采用RVDT 時，將其輸出值(0～4 095)平均6 等份后，即形成方波控制模式下的6 拍換相時刻，6 等份取整后的輸出值為682，在初始位置定位準(zhǔn)確后，即可按照表1右側(cè)所示的順序進(jìn)行換相。

2.2 RVDT 位置校正及提前換相

由電機學(xué)理論，電機電磁轉(zhuǎn)矩與速度、反電勢及相電流相關(guān)，無論哪種控制技術(shù)，最終目的都是對電機轉(zhuǎn)矩的控制，式(2)為電機電磁轉(zhuǎn)矩的一般表達(dá)形式，當(dāng)電機轉(zhuǎn)速ω一定時，要想電機出力(轉(zhuǎn)矩)最大，則反電勢與相電流需保持同相位。

表1 換相角度表Table 1 Parameters of commutation angle

式中：iab、ibc、ica為三相定子繞組相電流；eab、ebc、eca為三相定子繞組感應(yīng)電動勢。

電機繞組電阻一定時，相電流的產(chǎn)生受逆變器輸出電壓控制，則式(2)變?yōu)?/p>

由式(3)可知，當(dāng)電機反電勢與逆變器輸出電壓夾角為零時，電機電磁轉(zhuǎn)矩最大。

RVDT 隨電機出廠時，安裝位置任意，因此需進(jìn)行位置校正，以滿足電機反電勢與逆變器輸出電壓同相位。目前針對永磁同步電機轉(zhuǎn)子初始位置標(biāo)定的方法很多，采用RVDT 時，可通過測量其輸出的正弦信號過零點與U相空載反電勢過零點的相位差來實現(xiàn)初始角的標(biāo)定，也可通過觀測驅(qū)動信號波形與反電勢的關(guān)系來校正。文中提出的RVDT 位置校正方法以式(3)為基礎(chǔ)，不關(guān)注控制系統(tǒng)中間過程，通過在線補償RVDT 輸出值的方法，只需觀測電機空載反電勢與逆變器輸出電壓的相位差即可。為此搭建圖2 所示的測試平臺，電機與逆變器的三相輸出端各自連接等阻值的電阻以模擬中點，圖中，motor 為另外一臺電機，拖動PMSM 旋轉(zhuǎn)；A、B、C 為PMSM 三相繞組，分別接3 個等值電阻，N為電阻中點；同樣，A*、B*、C*為絕緣柵雙極型功率管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)三相輸出，分別接3 個等值電阻，M為電阻中點。RVDT 的輸出信號接入數(shù)字信號處理(digital signal processing，DSP)，逆變器母線側(cè)施加直流電壓，PMSM 由另外一臺電機按照實際轉(zhuǎn)向拖動運行，通過在線調(diào)節(jié)補償角θΔ，實現(xiàn)RVDT 位置校正。

圖2 RVDT 位置校正原理Fig.2 Schematic diagram of position correction for RVDT

值得注意的是，按照圖2 校正后的RVDT 角度只是空載時的理論最佳角度，當(dāng)負(fù)載增加后，電機相電流與逆變器輸出電壓之間將存在相位差，此時若仍按照初始角度進(jìn)行換相控制，則會引起電機相電流畸變，轉(zhuǎn)矩降低，轉(zhuǎn)矩波動加大，故應(yīng)采用提前換相的策略以達(dá)到最優(yōu)控制效果[10]。關(guān)于提前換相技術(shù)的參考資料較多，常見的研究文獻(xiàn)闡明電機在高速及低速時換相時間不同，需要提前的角度與相電流和轉(zhuǎn)速有關(guān)，即

文獻(xiàn)[10]中闡述了提前換相角度與占空比及相電流的相關(guān)性，實現(xiàn)方法是將霍爾元件超前角度安裝，但該措施只適于某一恒定負(fù)載，對于變負(fù)載場合明顯不適用。而式(4)的公式法在實現(xiàn)上除了需要實時代入角速度值，對于電感、電阻等實際工作中存在變化的參數(shù)沒有考慮，實際效果并不理想?；赗VDT 的提前換相方法在工程實現(xiàn)上容易得多，如表2 所示，在常規(guī)換相角度上增加一個提前換相角θ即可。UUV 推進(jìn)電機工況往往只有幾個功率點，對應(yīng)航行平臺的幾個航速，對于不同功率點，θ值各不相同，可根據(jù)陸上功率試驗進(jìn)行摸底測試。

表2 提前換相角度表Table 2 Parameters of advance commutation angle

3 正弦波驅(qū)動模式

3.1 常規(guī)控制策略

正弦波驅(qū)動模式常采用圖3 所示的磁場導(dǎo)向控制(field-oriented control，F(xiàn)OC)原理框圖，除了同樣需要實時檢測電機轉(zhuǎn)子位置信息的RVDT 外，還需檢測兩相定子電流ia、ib，以進(jìn)行坐標(biāo)變換。速度外環(huán)比例-積分(proportional-integral，PI)控制器的反饋量則由RVDT 及速度解算模塊構(gòu)成，給定量為速度指令。電流傳感器檢測的兩相電流經(jīng)坐標(biāo)變換后構(gòu)成電流內(nèi)環(huán)PI 控制器的反饋量，給定量則是d軸及q軸的電流參考值，其中，q軸的電流參考值由速度環(huán)PI 控制器產(chǎn)生，對于表貼式的電機而言，id=0即可獲得最佳的電機性能，即d軸的電流參考值idRef=0為0。

圖3 磁場定向控制原理圖Fig.3 Schematic diagram of field oriented control

與方波控制模式下提前換相策略同理，正弦波控制模式下同樣需要調(diào)整。

逆變器受供電端母線電壓的限制，d軸及q軸輸出電壓滿足

式中：ψf為轉(zhuǎn)子磁鏈；Ld、Lq為直、交軸電感。該電機為表貼式結(jié)構(gòu)，即Ld=Lq。同樣，電流也受逆變器及電機的最大電流限制，滿足

式(6)和式(7)表明電機運行軌跡將同時受電壓及電流限制[11]，即圖4 所示的電流限制圓和電壓限制圓。

由于UUV 采用電池供電，逆變器母線電壓將在UUV 航行過程中逐漸降低，為了使UUV 保持既定的航速，電機的電壓限制圓將變?yōu)閳D4 中的虛線電壓圓(圖中U1＞U2)，且隨著航程增大，電壓限制圓的半徑將逐漸變小，即電機進(jìn)入弱磁區(qū)域運行，才能保持設(shè)定的速度。常規(guī)的負(fù)id弱磁法實施簡單，但弱磁角度并不準(zhǔn)確，影響電機運行效率。

圖4 電機運行過程軌跡Fig.4 Running process trajectory of motor

3.2 基于電壓反饋的變id 控制方法

理想狀態(tài)下，在同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系中，PMSM 的電磁轉(zhuǎn)矩方程為

可將Te通過交軸電流iq表示在圖4 中的曲線Tn。將U1定為電池組的額定電壓，下面分析逆變器在電池供電時的電機運行軌跡。

1) 母線電壓保持在U1時

U1對應(yīng)的電壓圓為逆變器的極限電壓圓，并與電流限制圓相交于點A，此時過A點的轉(zhuǎn)矩T1也是電機最大輸出轉(zhuǎn)矩。當(dāng)電機工作在其他的工作點，如圖中的Tn時，C點所對應(yīng)的定子電流矢量最小，即采用id=0控制策略可實現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩電流比(maximum torque per ampere，MTPA)控制效果，電機運行效率最高。

2) 母線電壓低于U1時(如圖4 中U2)

此時電壓限制圓與電流限制圓相交于點B，過B點的轉(zhuǎn)矩T2是此時電機的最大輸出轉(zhuǎn)矩。即隨著母線電壓下降，電流運行軌跡將沿著AB段曲線行進(jìn)才能保證最大的扭矩輸出，該區(qū)域內(nèi)，id＜ 0，電機進(jìn)入弱磁運行區(qū)域。

基于電壓反饋的變id控制原理如圖5 所示，采用電壓反饋控制器對電池電壓及ud、uq進(jìn)行實時調(diào)節(jié)，輸出結(jié)果經(jīng)限幅后作為d軸電流給定值。此外，為提高電機及逆變器運行效率，將同時采用MTPA 算法。與傳統(tǒng)FOC 控制技術(shù)不同，圖5 中，速度外環(huán)控制器的輸出結(jié)果不再是單獨的交軸電流給定值，而是定子合成電流矢量is，結(jié)合圖4 與圖5，經(jīng)MTPA 算法處理后的電流給定值如式(9)所示。當(dāng)逆變器母線電壓保持在電池額定電壓時，θ為0；當(dāng)?shù)陀陔姵仡~定電壓時，θ范圍一般在0～45°之間變化。

圖5 基于電壓反饋的變id 控制原理圖Fig.5 Schematic diagram of a variable idcontrol method based on voltage feedback

式中，為電壓反饋控制器的輸出值。由式(10)可知，基于電壓反饋的變id控制方法的關(guān)鍵就變成了給定轉(zhuǎn)速nRef后，如何確定定子電流is及弱磁角度θ的大小。工程實現(xiàn)上有公式法和查表法2 類策略，該系統(tǒng)先采用公式法計算出經(jīng)驗值進(jìn)行陸上馬力試驗，記錄各工況主要參數(shù)，并形成查表數(shù)據(jù)，再使用查表法對表格數(shù)據(jù)進(jìn)行優(yōu)化，形成可供相同電機使用的工程化查表數(shù)據(jù)。

4 試驗分析

為進(jìn)行2 種驅(qū)動模式下電機及逆變器性能的對比分析，選擇某大型UUV 用低速大扭矩推進(jìn)電機作為試驗樣機，電機部分參數(shù)如表3 所示。

表3 測試電機參數(shù)表Table 3 Parameters of the test motor

4.1 RVDT 位置校正試驗

如圖2 搭建試驗平臺，逆變器母線端供給20 V電壓，逆變器控制程序運行后，占空比賦值100%，當(dāng)測試電機被拖動起來時，示波器分別測量三相反電勢(CH1～CH3)與逆變器A 相輸出電壓(CH4)，記錄波形如圖6 所示(CH1～CH3 分別為A、B、C三相反電勢，CH4 為逆變器A 相輸出電壓)。圖中藍(lán)色波形反電勢(CH1)與紅色相輸出電壓之間存在相位差，需對RVDT 進(jìn)行位置校正。逐漸調(diào)節(jié)補償角Δθ，最終使A 相反電勢與逆變器A 相輸出電壓同相位，如圖7 所示。

圖6 三相反電勢與逆變器A 相輸出電壓相位圖(RVDT校正位置前)Fig.6 Phase diagram of three back electromagnetic force(EMF) and the A-phase of output voltage before position correction of RVDT

4.2 方波驅(qū)動模式提前換相試驗

為驗證方波驅(qū)動模式下是否提前換相產(chǎn)生的不同影響，按照表1與表2所示方法分別進(jìn)行測試。

圖7 三相反電勢與逆變器A 相輸出電壓相位圖(RVDT校正位置后)Fig.7 Phase diagram of three back EMF and the A-phase of inverter output voltage after position correction of RVDT

圖8 未提前換相下的相電流波形Fig.8 Phase current waveforms without advance commutation

圖9 提前換相下的相電流波形Fig.9 Phase current waveforms with advance commutation

測試工況： 母線電壓310 V，電機轉(zhuǎn)速一致，調(diào)節(jié)輸入功率為55(±1) kW，記錄未進(jìn)行提前換相及實施提前換相2 種控制策略下的電機相電流如圖8 和圖9 所示。經(jīng)測試，未提前換相時相電流有效值達(dá)330 A，經(jīng)過提前換相后峰值降至293 A。該試驗表明，當(dāng)采用方波驅(qū)動模式控制時，實施提前換相策略，可有效改善因換相引起的電機相電流“戳尖”問題。此外，試驗過程中發(fā)現(xiàn)，隨著功率逐步提高，繼續(xù)增大提前換相角作用有限，這一現(xiàn)象與電機電感密切相關(guān)。

4.3 額定功率對比試驗

為進(jìn)行2 種控制模式下電機及逆變器性能對比，對其進(jìn)行同工況不同控制方式下的功率測試，試驗平臺如圖10 所示。被測電機及逆變器外殼水套接入自來水，模擬實際冷卻條件，電機輸出軸連接另一臺對拖電機進(jìn)行試驗，對拖電機發(fā)出的三相交流電經(jīng)整流器后連接可調(diào)電子負(fù)載，通過調(diào)節(jié)電子負(fù)載阻值大小實現(xiàn)電機輸出功率的調(diào)節(jié)。由于被測電機與對拖電機完全相同，認(rèn)為逆變器效率與整流器效率一致，記輸入功率為Pin，電子負(fù)載功率為Pout，則電機及逆變器整體效率為

圖10 試驗平臺Fig.10 Prototype experiment system

保持供電電壓及負(fù)載相同的條件下，在同一轉(zhuǎn)速(±5 r/min)下進(jìn)行功率試驗，記錄電機相電流及直流母線電流(圖中綠色波形)，試驗結(jié)果如圖11 和圖12 所示。圖中電流對應(yīng)實際值比例為1 V∶300 A。

圖11 方波驅(qū)動模式下波形Fig.11 Waveforms with square-wave drive mode

圖12 正弦波驅(qū)動模式下波形Fig.12 Waveforms with sinusoidal drive mode

表4 相同工況下試驗數(shù)據(jù)對比表Table 4 Data comparison between two modes under same condition

試驗數(shù)據(jù)對比如表4 所示。相比之下，方波驅(qū)動模式時的電機相電流及母線電流均波動較大，由換相引起的轉(zhuǎn)矩脈動也比正弦波驅(qū)動模式大。同時較大的轉(zhuǎn)矩脈動也會引起更大的運行噪聲，對于UUV 航行平臺的振動及噪聲也會帶來不利影響。

此外，方波模式下母線電流波動范圍較大，適當(dāng)增大母線電容可進(jìn)行改善，但此舉既提高了硬件成本，也增加了系統(tǒng)空間尺寸及質(zhì)量。

4.4 效率及溫升對比試驗

在等功率下進(jìn)行2 種驅(qū)動模式下的電機及逆變器效率及溫升測試。按照式(11)計算出效率值，整理得試驗數(shù)據(jù)如表5 所示。

表5 效率及溫升對比數(shù)據(jù)表Table 5 Efficiency and temperature comparison

在不同輸出功率下，試驗結(jié)果顯示正弦波驅(qū)動模式時系統(tǒng)效率均略高于方波驅(qū)動模式。因此，對于電池容量有限的UUV 來說，采用正弦波驅(qū)動模式時，電動力系統(tǒng)效率更高，將有利于提高平臺的續(xù)航里程。

在等功率下進(jìn)行2 種驅(qū)動模式下的電機及逆變器溫升測試，保持初始溫度一致，分別記錄逆變器功率模塊最終的穩(wěn)定溫度。試驗結(jié)果表明，方波模式下功率模塊溫升較小，電機溫升較大；正弦波模式下功率模塊溫升較大，電機溫升較小。造成這一現(xiàn)象的原因是正弦波模式下功率模塊的開關(guān)損耗較大，經(jīng)試驗證明，可通過降低載波頻率進(jìn)行改善，而方波模式下的電機溫升略高的原因是定子電樞電流的諧波較大。

4.5 變 id 控制策略試驗

為驗證基于電壓反饋的變id控制方法可行性，模擬UUV 航行過程電池電壓下降的實際工況，分別采用傳統(tǒng)FOC 控制策略及變id控制策略進(jìn)行試驗驗證。試驗測試條件如下：

1) 將母線電壓調(diào)節(jié)至290 V；

2) 給定相同的轉(zhuǎn)速命令；

3) 調(diào)節(jié)輸入功率為55(±1) kW。

示波器記錄電機相電流分別如圖13 和14 所示(圖中，電流對應(yīng)實際值比例為1 V∶300 A)。圖13 中，采用傳統(tǒng)控制策略時，內(nèi)環(huán)PI 控制器輸出的直軸電壓ud達(dá)到飽和，導(dǎo)致相電流幅值出現(xiàn)振蕩。采用基于電壓反饋的變id控制策略時相電流如圖14 所示，電機運行較平穩(wěn)。

圖13 傳統(tǒng)控制策略下的相電流波形Fig.13 Phase current waveforms of traditional control method

5 結(jié)論

圖14 變id 控制策略下的相電流波形Fig.14 Phase current waveforms of the variable id control method

基于方波及正弦波2 種驅(qū)動模式對低速大扭矩UUV 推進(jìn)電機進(jìn)行了對比分析。在方波驅(qū)動模式時，介紹了RVDT 作為檢測電機轉(zhuǎn)子位置信號手段的導(dǎo)通相序計算方法，提出一種通過觀測電機空載反電勢與逆變器輸出電壓相位差的方法以校正RVDT 初始位置，并介紹了基于RVDT 的提前換相控制策略；在正弦波驅(qū)動模式下，通過分析電機運行軌跡圖提出了基于電壓反饋的變id控制方法。陸上測試試驗表明：

1) 方波驅(qū)動模式時，提前換相可有效降低電機相電流大小；

2) 正弦波驅(qū)動模式時，電機相電流及母線脈動更小，引起電機振動噪聲的換相轉(zhuǎn)矩脈動更小，電機及逆變器的整體效率更高，但逆變器功率模塊的溫升也更高；

3) 在UUV 電池組電壓降低后，基于電壓反饋的變id控制方法可達(dá)到較好的控制效果，電流無振蕩，電機運行良好。