基于BOOST電路的高壓共軌噴油器驅(qū)動電路設計與優(yōu)化

謝宏斌，高崴，蔣兆杰，張愛云，張美娟，吳至錦，丁丹彤

(1.無錫職業(yè)技術(shù)學院汽車與交通學院,江蘇 無錫 214121；2.中國第一汽車股份有限公司無錫油泵油嘴研究所，江蘇 無錫 214063)

在柴油機高壓共軌系統(tǒng)中,電控噴油器是非常重要的部件。它接受電子控制單元的控制脈寬,精確計量噴油量并將其霧化噴射到燃燒室內(nèi)。噴油器是通過高速電磁閥實現(xiàn)噴射控制的,因而電磁閥的性能直接影響噴油器的響應速度和控制精度,是噴油器總成的核心元件。

噴油器驅(qū)動電路目前主流的方式是采用雙電源、PEAK_HOLD模式[1-10]。陳禮勇等[7]和李克等[8]詳細分析了噴油器驅(qū)動電路的續(xù)流結(jié)構(gòu)，并對續(xù)流結(jié)構(gòu)以及驅(qū)動高壓進行了優(yōu)化研究，給出了優(yōu)化方案。這些研究表明，驅(qū)動高壓是影響噴油器驅(qū)動性能的關鍵因素，決定噴油器開啟的響應時間。雷霖等[9]提出了在驅(qū)動電流從峰值到維持振蕩電流的過渡階段以及驅(qū)動關閉階段將電感中的能量回饋到高壓電源中，通過這種方式補充高壓電源的損失能量，但這種方式一次驅(qū)動僅能補充一次能量，沒有持續(xù)性，能量的補充效率較低。白思春等[10]提出一種自升壓的噴油器驅(qū)動方法，在噴油器驅(qū)動間隙利用小電流對高壓電源充電，小電流一定要小于一定的閾值，否則會導致噴油器誤動作，這樣的驅(qū)動電路邏輯復雜，在應用復雜噴射策略時，會提高邏輯設計的難度，而且控制小電流升壓電路也需要額外的硬件資源。

本研究提出了一種基于BOOST電路的驅(qū)動電路，該電路在調(diào)制噴油器驅(qū)動電流的同時，將噴油器電磁閥中電感貯存的能量導入驅(qū)動高壓源的輸出電容中，即在噴油器驅(qū)動過程中，利用噴油器電磁閥電感上調(diào)制的振蕩電流對驅(qū)動高壓源充電，快速補充驅(qū)動高壓源驅(qū)動過程中損失的能量。該電路能在主、預噴射間隔較短的情況下，保證驅(qū)動高壓的一致性，有效支持多次噴射，滿足發(fā)動機復雜控制策略的需求。采用小體積、小功率的電感，簡化大型柴油機電控單元中BOOST模塊的設計，從而縮小PCB板的面積，降低設計成本。

1 現(xiàn)有噴油器驅(qū)動電路能量轉(zhuǎn)換過程分析

目前主流的噴油器驅(qū)動電路多采用雙電壓驅(qū)動方案[1-10]，驅(qū)動高壓可以迅速拉升電磁閥驅(qū)動電流，縮短電磁閥的響應時間，電池電壓用來調(diào)制振蕩電流，維持電磁閥穩(wěn)定開啟，這種驅(qū)動模式即傳統(tǒng)的PEAK-HOLD模式[11]，其一般的拓撲結(jié)構(gòu)見圖1。

圖1 主流噴油器驅(qū)動電路的拓撲結(jié)構(gòu)

圖2示出一般噴油器驅(qū)動電流的結(jié)構(gòu)。其中I1是快速拉升電流,I3,I6分別是一階及二階充電電流，I4,I7分別是一階及二階續(xù)流電流，I2是峰值到一階振蕩階段的過渡電流，I5是一階振蕩到二階振蕩的過渡電流，I8是驅(qū)動電路關斷的續(xù)流電流。各電流工作時對應的工作回路如圖3所示，整個驅(qū)動過程就是噴油器電磁閥按照圖2的電流結(jié)構(gòu)進行調(diào)制的過程，包括圖3所示的各個階段。

圖2 一般驅(qū)動電流的結(jié)構(gòu)

圖3 各階段拓撲結(jié)構(gòu)

驅(qū)動過程中電磁閥的振蕩電流必須維持在一定的平均值，否則電磁閥將不能產(chǎn)生足夠的電磁力驅(qū)動噴油器工作。振蕩電流由充電電流(I3，I6)和續(xù)流電流(I4,I7)組成,如續(xù)流階段圖3c所示，續(xù)流電流下降的速度取決于內(nèi)阻RD2和RL，由于RD2和RL內(nèi)阻都較小，所以通常續(xù)流電流值下降的速度較慢，因此振蕩電流的頻率較低。這樣的結(jié)構(gòu)能滿足噴油器的驅(qū)動需求，但其振蕩電流在續(xù)流階段不對驅(qū)動高壓源充電。本研究提出的新型的驅(qū)動電路是在主流驅(qū)動結(jié)構(gòu)的基礎上進行改進，利用電磁閥振蕩電流每個振蕩周期中的續(xù)流電流對驅(qū)動高壓源充電，這個過程既可以使電磁閥的振蕩電流保持在必要的數(shù)值，同時還可以快速補充升壓電路每次驅(qū)動后損失的能量。整個驅(qū)動電路在運行時就是一個BOOST電路。

2 基于BOOST電路的噴油器驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)

圖4示出改進后驅(qū)動電路的結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)和主流的驅(qū)動結(jié)構(gòu)(圖1)相比，僅將采樣電阻的位置由低端改到高端。振蕩電流由低端MOS管T3控制，其充電回路和主流的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)一致，但其續(xù)流回路和主流的驅(qū)動電路有較大差別(見圖5)。從圖4中可看出，如果通過控制MOS管T3關斷來調(diào)制振蕩電流，電磁閥中的電流將在續(xù)流階段對驅(qū)動高壓源充電。

圖4 基于BOOST電路的噴油器驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)

圖5 改進后驅(qū)動電路續(xù)流階段的工作回路

改進后的驅(qū)動電路是典型的BOOST電路，此時電磁閥中的電感就是BOOST電路的升壓電感，該電感的充放電電流就是振蕩電流。

對主流驅(qū)動電路充電階段及續(xù)流階段分別應用電路理論[13]，充電時間和續(xù)流時間分別為

(1)

(2)

式中：L為電磁閥電感；UBAT為電池電壓；ΔI為振蕩電流的峰谷差值；U為續(xù)流電路工作時電感兩端的電壓。由圖2c可知，續(xù)流電路工作時電感兩端的電壓約等于二極管導通的PN結(jié)電壓，以及電感、二極管內(nèi)阻上的電壓之和。因此續(xù)流時電感兩端的電壓U很小，一般約2 V。如果電池電壓是24 V，充電時間大約是續(xù)流時間的1/10。

同理，改進后電路的充電時間和續(xù)流時間分別為

(3)

(4)

改進后電路的續(xù)流時間將大大縮短，如果按照BOSCH二代噴油器的驅(qū)動高壓48 V測算，此時充電時間和續(xù)流時間大致相等，2種電路的充電時間是相等的，因此改進后振蕩電流的頻率將增加4倍。

3 基于BOOST電路的噴油器驅(qū)動電路設計要點

3.1 高端電流采樣電路

改進后的驅(qū)動電路具備典型BOOST電路的特征，工作時通過控制低端MOS管(T3)通斷來調(diào)制振蕩電流，因此電磁閥電感的振蕩電流頻率比主流驅(qū)動電路振蕩電流的頻率要高得多，所以要求電流采樣電路、調(diào)理電路具有較高的精度及快速的響應性。由于電磁閥中的振蕩電流在續(xù)流階段將對驅(qū)動高壓源充電，因此驅(qū)動電路必須采用高端采樣結(jié)構(gòu)(見圖6)。

圖6 改進后驅(qū)動電路的控制結(jié)構(gòu)

為了能精確控制振蕩電流的峰值和谷值，本研究采用了高邊采樣芯片INA193,該芯片可精確測量采樣電阻兩端電壓的變化情況，從而檢測出驅(qū)動電流的變化情況。將檢測出的電壓信號作為電流調(diào)理電路的輸入信號，并以此信號為基礎調(diào)制振蕩電流。為了提高采樣電路的響應速度，采樣電阻的阻值要設置得小一些，本研究采用2 mΩ的采樣電阻，當流過20 A的電流時，電壓變化值為40 mV，INA193的反應時間為40 ns，可以非?？焖俚仨憫娏鞯淖兓?。

3.2 高端電流調(diào)理電路

為了便捷且精確地調(diào)制振蕩電流，本研究設計了一種簡單實用的電流調(diào)理電路，如圖7所示。圖7中的U1,U2,U3是NLX2G66雙路模擬開關，該器件的特點是每個模擬通路的通斷受到輸入邏輯信號的控制，并且該器件通道的轉(zhuǎn)換時間僅為10 ns。

圖7 電流調(diào)理電路結(jié)構(gòu)

一階、二階振蕩電流的峰值和谷值可以任意設定，設定后振蕩電流就可以按照設定的峰值和谷值振蕩運行。當電流處于上升階段時，設定為波峰電流閾值的U2A通道被選通。當電流上升到大于波峰電流值時，比較器U5的邏輯輸出變?yōu)楦撸珻PLD控制T3管斷開，電流轉(zhuǎn)為下降階段，并且此時設定為波谷電流閾值的U2B通道被選通，當電流下降到比波谷電流閾值小的時候，此時比較器U5的邏輯輸出變?yōu)榈?，CPLD控制T3管導通，電流重新轉(zhuǎn)為上升階段，設定為波峰電流閾值的U2A再次被選通。這樣就完成了一個周期的循環(huán)，在這個調(diào)制電流的過程中，只需提供2個精確的波峰和波谷電流閾值，就可以調(diào)制出需要的振蕩電流。電流閾值可以通過可調(diào)的電壓源提供，也可以通過精密電阻值分壓得到。

為了提高調(diào)理電路的響應速度，比較器應選擇電壓轉(zhuǎn)換速率10 V/μs以上的快速比較器，這樣可以確保在振蕩電流達到閾值時，控制信號的延遲時間縮短到可控的范圍，這樣的調(diào)制方法非常容易精確控制振蕩電流的峰值和谷值?？梢酝ㄟ^控制峰值和谷值的差值來調(diào)節(jié)充電的速度。

該電路應用的一個特殊情況是在峰值限制階段，此時可以設置一個閾值為地，當電流峰值達到限制值時，比較器U4的邏輯輸出變?yōu)楦?，CPLD控制T2管斷開，此時電流轉(zhuǎn)為下降階段，并且此時設定為地的U1B通道被選通，電流轉(zhuǎn)入持續(xù)下降階段，直到下降到一階振蕩電流的谷值閾值時，開始一階振蕩電流的調(diào)制階段。這個過程實現(xiàn)了峰值限制的控制。

調(diào)理電路分為三個通道，每個通道用一個雙路模擬開關(NLX2G66)搭建，設置不同控制階段的峰值、谷值閾值，分別用來控制峰值電流、一階振蕩電流、二階振蕩電流。CPLD根據(jù)輸入的控制信號，按照一定的邏輯依次選通三個控制通道，合成最終的控制信號，其選通控制通道的邏輯真值表見表1。

表1 選通邏輯真值表

驅(qū)動使能信號表示噴油器驅(qū)動的總時間，高壓開放信號表示高壓開放的總時間，電流閾值設定信號表示一階、二階振蕩電流的持續(xù)時間。調(diào)理電路是通過設置振蕩電流的峰、谷閾值來控制振蕩電流的振幅，降低了振蕩電流調(diào)制的復雜性[12]，關鍵器件的選型都采用具有快速響應特性的電子器件，確保了振蕩電流的控制精度。

3.3 BOOST控制電路

改進后的驅(qū)動電路可以按照BOOST電路的工作原理來調(diào)制電磁閥的振蕩電流，這個過程既調(diào)制了滿足電磁閥工作需要的振蕩電流，同時又對驅(qū)動高壓源進行充電，實現(xiàn)了能量的高效轉(zhuǎn)換。整個電路工作時可由圖8來說明。

圖8 能量可回收驅(qū)動電路工作時的等效電路

從圖8可以看出，當改進后的驅(qū)動電路開始工作時，驅(qū)動高壓的補充來源有2個，一個是電控單元上獨立的BOOST模塊，一個是噴油器驅(qū)動電路自身構(gòu)成的BOOST模塊。隨著充電過程的持續(xù)進行，驅(qū)動高壓源的電壓快速恢復到滿電狀態(tài)。此時應停止充電，否則會導致輸出電壓不斷升高，超過元器件的耐壓水平，導致元器件燒毀，所以需要在驅(qū)動高壓升壓達到閾值時停止充電。為此設計了一個BOOST控制電路，該電路結(jié)構(gòu)如圖9所示。

圖9 BOOST控制電路結(jié)構(gòu)

采用比較器來構(gòu)建控制電路，比較器的一端接驅(qū)動高壓閾值的分壓量，另外一端接入實際驅(qū)動高壓的分量，當該實際驅(qū)動高壓值達到設定的閾值時，BOOST控制電路將輸出一個上升沿，該信號就是充電使能控制信號。CPLD檢測到該信號后，就會停止驅(qū)動電路的充電調(diào)制模式，此時驅(qū)動電路將轉(zhuǎn)為常規(guī)驅(qū)動的模式，這種模式和主流驅(qū)動模式的工作原理相同。

3.4 驅(qū)動電路的工作過程分析

本研究設計的驅(qū)動電路在結(jié)構(gòu)和驅(qū)動邏輯上與主流的驅(qū)動電路有較大的變動，其工作信號的相位關系如圖10所示。驅(qū)動電路的驅(qū)動邏輯以CPLD為核心構(gòu)建，根據(jù)三個輸入信號即驅(qū)動使能信號、高壓開放信號、電流閾值使能信號，按照表1的邏輯關系將驅(qū)動邏輯分為三個階段，即高壓開放階段、一階振蕩電流調(diào)制階段和二階振蕩電流調(diào)制階段。每個階段分別由高端電流調(diào)理電路中的峰值限制控制信號、一階電流控制信號、二階電流控制信號來控制噴油器的高端和低端，分段描述如下：

圖10 改進驅(qū)動電路的工作時序

1) 高壓開放階段(t0時刻到t1時刻)

CPLD將依據(jù)真值表的邏輯關系，選擇峰值限制控制信號來控制驅(qū)動高端T1管和低端T3管同時打開。

2) 一階電流維持階段(t1時刻到t3時刻)

CPLD將依據(jù)真值表的邏輯關系，選擇一階電流控制信號來控制驅(qū)動高端和低端。本階段通過高端調(diào)理電路設定的一階電流峰谷閾值來調(diào)制振蕩電流。根據(jù)充電使能信號(圖10中信號5)，振蕩電流的調(diào)制模式將分為2個階段。當充電使能信號有效時(t1時刻到t2時刻)，此時為充電階段，驅(qū)動電路將采用BOOST充電結(jié)構(gòu)，即高端T2管恒開，低端T3管按照高端調(diào)理電路設置的電流峰谷值來調(diào)制振蕩電流。當驅(qū)動高壓恢復到設定閾值時，充電使能控制信號跳變，此時驅(qū)動電路結(jié)束充電階段，轉(zhuǎn)為常規(guī)驅(qū)動階段，此時低端T3管恒開，高端T2管按照高端調(diào)理電路設置的峰谷值來調(diào)制振蕩電流。

3) 二階電流維持階段(t3時刻到t4時刻)

此時已經(jīng)進入了常規(guī)驅(qū)動階段，CPLD將依據(jù)真值表的邏輯關系，選擇二階電流控制信號來控制驅(qū)動高端和低端。本階段通過高端調(diào)理電路設定的二階峰谷閾值來調(diào)制振蕩電流。

驅(qū)動邏輯的核心就是驅(qū)動電路根據(jù)驅(qū)動高壓源輸出電壓的滿虧情況，自動進行充電調(diào)制模式，電壓充滿后轉(zhuǎn)為常規(guī)的調(diào)制模式。相位圖中低端調(diào)制輸出信號、充電使能控制信號、高端調(diào)制輸出信號的相位關系清楚地表明了驅(qū)動邏輯的變化情況。

示意圖按照實測的情況繪制，從圖10可以看出，充電階段較短，沒有超過一階振蕩電流階段。

4 試驗分析

為了驗證本設計的優(yōu)越性，按照本研究的設計思路搭建了驅(qū)動電路，其測試的波形如圖11所示。圖12實測的波形采用的是主流的驅(qū)動電路。2個電路都驅(qū)動BOSCH二代噴油器，試驗時2個電路共用一個外部驅(qū)動高壓源，作為起始的驅(qū)動高壓。從圖11中可以看出，改進后的驅(qū)動電路的驅(qū)動電流在振蕩階段的頻率會明顯的分為2個階段，在充電階段的頻率明顯變大，在常規(guī)驅(qū)動階段頻率會變小，這是因為充電階段的續(xù)流回路和常規(guī)驅(qū)動階段的續(xù)流回路不同。從圖11中還可看出，利用噴油器的振蕩電流進行充電可明顯縮短驅(qū)動高壓源的恢復時間，僅需211 μs驅(qū)動高壓源就可以恢復。從圖12可看出，由于驅(qū)動電路在工作時不對驅(qū)動高壓源充電，所以驅(qū)動高壓源的恢復時間較長，恢復時間達1 800 μs。2種電路結(jié)構(gòu)和工作原理上的差異導致了新設計的驅(qū)動電路驅(qū)動高壓源恢復時間顯著縮短。

圖11 采用改進驅(qū)動電路的噴油器驅(qū)動波形

圖12 采用主流驅(qū)動電路的噴油器驅(qū)動波形

圖13示出實測的改進驅(qū)動電路在工作時的相位關系。充電階段采用的是低端調(diào)制方式來維持振蕩電流，常規(guī)驅(qū)動階段采用的是高端調(diào)制的方法來維持振蕩電流。當驅(qū)動高壓源充電結(jié)束后，2種調(diào)制方式進行切換。

圖13 采用改進驅(qū)動電路的噴油器驅(qū)動相位

5 基于BOOST電路的噴油器驅(qū)動電路的優(yōu)化

噴油器電磁閥在開啟階段，首先用高壓快速拉升噴油器的電流到達設定的峰值,高壓電源在驅(qū)動過程中消耗的總能量可以由下式得到：

(5)

式中：L為噴油器電磁閥電感；Ipeak為噴油器驅(qū)動峰值電流。

當驅(qū)動電流從峰值(t1時刻)下降到一階電流谷值(t3時刻)，也會補充能量到BOOST模塊輸出電容中。這個過程補充的能量W?和消耗的時間ΔT?為

(6)

(7)

振蕩電流每個續(xù)流周期能補充的能量W′和續(xù)流時間ΔT′為

(8)

(9)

式中：ΔI為振蕩電流峰值和谷值的差值；L為電磁閥電感；UBOOST、UBAT分別為驅(qū)動高壓和電池電壓；

ΔT′為每個振蕩周期的續(xù)流時間；I1-peak和Ivalley分別為一階振蕩電流的峰值和谷值。

聯(lián)立式(5)、式(7)、式(9)可以得到振蕩電流需要幾個周期(n)就可以補充高壓電源在驅(qū)動過程中損失的能量。

(10)

振蕩電流每個周期的充電時間ΔT″為

(11)

所以整個驅(qū)動電路在充電階段消耗的時間可以按照下式來計算：

T=ΔT?+n(ΔT″+ΔT′) 。

(12)

代入式(6)，式(8)，式(10),式(11)得：

(13)

從式(13)可以看出，充電時間與參數(shù)Ipeak、UBAT、UBOOST、Ivalley及I1-peak有關。

噴油器驅(qū)動波形一般的結(jié)構(gòu)如圖10所示，一般分三個階段，即高壓開放快速拉升階段、一階振蕩電流維持階段、二階振蕩電流維持階段。一般商用的噴油器對驅(qū)動電壓、電流都有明確的要求，比如BOSCH二代噴油器要求驅(qū)動峰值電流24 A，一階振蕩電流的谷值15 A，峰值18 A，二階振蕩電流峰值11 A，谷值9 A，驅(qū)動高壓為48 V。這樣的參數(shù)要求也就意味著峰值電流Ipeak、驅(qū)動高壓UBOOST、電池電壓UBAT必須保持一個固定值，無法調(diào)整。一階振蕩電流的谷值Ivalley必須滿足電磁閥開啟的最低電磁力需求，從式(13)還可以看出，減小Ivalley值可以縮短充電時間T，但這樣做有可能導致電磁力減小，電磁閥無法打開。因此只能主要通過優(yōu)化一階振蕩電流的峰值I1-peak來盡可能地縮短充電時間。

為了優(yōu)化振蕩電流峰值和谷值的設置，進行了優(yōu)化試驗。優(yōu)化時為了排除外部驅(qū)動高壓源的干擾，在試驗時，驅(qū)動開始后禁止外部驅(qū)動高壓源工作，高壓源的能量損失完全由驅(qū)動電路及噴油器電磁閥構(gòu)成的BOOST電路來補充。

試驗設置了3組數(shù)據(jù)，每組振蕩電流的谷值相同，振蕩電流按照0.5 A的步長遞增。理論上計算的充電時間和通過實測得到的實際充電時間見表2。

表2 優(yōu)化試驗數(shù)據(jù)表

每組數(shù)據(jù)在設定振蕩電流谷值的前提下，隨著振蕩峰值的提高，理論上的充電時間應該縮短，但是實測的充電時間卻不斷地變長。僅僅在第一組數(shù)據(jù)中，當峰值設置在18.5 A時達到充電時間的最小值，其他的數(shù)據(jù)都和理論上計算的時間不一致。產(chǎn)生這種現(xiàn)象主要因為電磁閥電感在注入大電流時，會發(fā)生飽和的現(xiàn)象，電感參數(shù)隨著電流的增大會大幅下降，儲存的電磁能下降，并伴隨著嚴重發(fā)熱。

本研究采用的是BOSCH二代噴油器進行測試，其靜態(tài)電感約160 μH，內(nèi)阻0.24 Ω，如果使用這個參數(shù)，通過式(13)計算充電時間，會發(fā)現(xiàn)理論上計算的充電時間遠小于實測的充電時間，這主要是因為噴油器電磁閥發(fā)生飽和現(xiàn)象的緣故。正是因為電磁閥電感在整個驅(qū)動過程中其參數(shù)會有較大的變化，理論上推導的公式只能用于定性分析。

在實際應用中，可以按照本研究提供的優(yōu)化思路，通過一系列的優(yōu)化試驗，來確定不同型號噴油器的一階振蕩電流峰值和谷值的取值，以此確保驅(qū)動電路較高的充電效率。

6 結(jié)束語

本研究提出了一種基于BOOST電路的噴油器驅(qū)動電路，并通過試驗驗證了該電路在應用中的一些突出優(yōu)勢：

a) 該電路使用一種簡單高效的調(diào)理電路，可以精確地控制振蕩電流的峰值和谷值；

b) 該電路使用一種特定的驅(qū)動邏輯，在調(diào)制振蕩電流的同時，利用振蕩電流對BOOST模塊的電容進行充電，迅速補充驅(qū)動高壓源在驅(qū)動過程中損失的能量，縮短高壓源的恢復時間，有利于噴油器驅(qū)動波形的一致性，有利于多次噴射；

c) 應用該電路，可以采用小體積的電感構(gòu)建功率較小的BOOST模塊，從而簡化ECU的BOOST模塊設計，甚至完全取消BOOST模塊，縮小PCB面積，降低設計成本。