基于DSP的無(wú)橋PFC變換器研究

朱才青　曹彪　鐘磊　江偉

摘要：針對(duì)傳統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源橋式整流濾波部分給電網(wǎng)帶來(lái)的諧波污染，高效率無(wú)橋功率因數(shù)變換器成為國(guó)內(nèi)外學(xué)術(shù)界以及工業(yè)界的研究熱點(diǎn)。立足于雙二極管式無(wú)橋PFC（2nd DBPFC）變換器，完成變換器系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)與器件選型，詳細(xì)分析其工作模態(tài)，并結(jié)合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器控制程序的編寫(xiě)。基于含有DSP內(nèi)核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺(tái)1 kW 的2nd DBPFC變換器。試驗(yàn)結(jié)果表明，變換器在220 V輸入滿載條件下，功率因數(shù)達(dá)到98.7%。

關(guān)鍵詞：無(wú)橋功率因數(shù)變換器;工作模態(tài);平均電流控制

中圖分類(lèi)號(hào)：TG434.1 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A 文章編號(hào)：1001-2303（2020）01-0063-05

DOI：10.7512/j.issn.1001-2303.2020.01.10

0 前言

隨著工業(yè)化進(jìn)程的加快，開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用日益廣泛，與此同時(shí)開(kāi)關(guān)電源中整流濾波部分大電容的存在給電網(wǎng)注入了大量高次諧波，降低了電能的生產(chǎn)、傳輸和利用效率，甚至在一定程度上影響到電網(wǎng)的正常運(yùn)行[1]。為此不少發(fā)達(dá)國(guó)家和國(guó)際合作組織對(duì)接入電網(wǎng)的開(kāi)關(guān)電源的諧波都制定了嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)。高效率的無(wú)橋PFC變換器成為國(guó)內(nèi)外學(xué)術(shù)界以及工業(yè)界的研究熱點(diǎn)。

隨著半導(dǎo)體技術(shù)的快速發(fā)展，SiC、GaN等高性能的高頻功率開(kāi)關(guān)器件相繼推出，無(wú)橋PFC拓?fù)涞墓I(yè)化應(yīng)用成為可能。學(xué)術(shù)界和工業(yè)界圍繞最初的基本型無(wú)橋拓?fù)渫卣钩鲈S多新的無(wú)橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有共模干擾小、驅(qū)動(dòng)控制簡(jiǎn)單、工作效率高等優(yōu)點(diǎn)，在工業(yè)界受到普遍青睞[1]。本文基于2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器系統(tǒng)設(shè)計(jì)和控制程序的編寫(xiě)，并基于含有DSP內(nèi)核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺(tái)1 kW的2nd DBPFC變換器樣機(jī)。試驗(yàn)結(jié)果證明了2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的合理性和實(shí)用性。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

2nd DBPFC變換器主要由主電路和控制電路兩部分組成，如圖1所示。主電路由分別工作于輸入電壓正負(fù)半周期的2個(gè)Boost變換器組成[2]。輸入電壓正半周期時(shí)L1、IGBT1、VD1組成一個(gè)Boost變換器;輸入電壓負(fù)半周期時(shí)L2、IGBT2、VD2組成一個(gè)Boost變換器。控制電路主要由DSP控制器、輸入電壓調(diào)理電路、輸出電壓調(diào)理電路、電感電流調(diào)理電路、PWM驅(qū)動(dòng)電路以及故障信號(hào)顯示電路組成。

1.2 工作模態(tài)分析

2nd DBPFC變換器在單個(gè)工頻周期內(nèi)的工作模態(tài)根據(jù)交流輸入電壓的正負(fù)半周期以及功率開(kāi)關(guān)管的通斷可分為四種工作模態(tài)。當(dāng)輸入電壓在正半周期時(shí)，電路分為兩種工作模態(tài)：開(kāi)關(guān)管IGBT1導(dǎo)通時(shí)，輸入電流經(jīng)過(guò)電感L1和IGBT1后，通過(guò)整流二極管VD3返回電源，同時(shí)負(fù)載R所需能量由輸出電容C提供，工作模態(tài)1等效電路見(jiàn)圖2a;當(dāng)開(kāi)關(guān)管IGBT1關(guān)斷時(shí)，快恢復(fù)二極管VD1導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過(guò)電感L1和快恢復(fù)二極管VD1給負(fù)載R和電容C提供能量，電流經(jīng)整流二極管VD3返回電源，在此過(guò)程中輸入電源和電感L1共同給負(fù)載R和電容C提供能量，電感儲(chǔ)能減少，工作模態(tài)2等效電路見(jiàn)圖2b。在輸入電壓負(fù)半周期內(nèi)，電路也分為兩種工作模態(tài)：開(kāi)關(guān)管IGBT2導(dǎo)通時(shí)，輸入電流經(jīng)過(guò)電感L2和IGBT2后，電流經(jīng)過(guò)整流二極管VD4返回電源，同時(shí)負(fù)載R所需能量通過(guò)輸出電容C提供，工作模態(tài)3等效電路見(jiàn)圖2c;當(dāng)開(kāi)關(guān)管IGBT2關(guān)斷時(shí)，快恢復(fù)二極管VD2導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過(guò)電感L2和快恢復(fù)二極管VD2后給負(fù)載R和電容C提供能量，最后經(jīng)整流二極管VD4返回電源，在此過(guò)程中輸入電源和電感共同給負(fù)載R和電容C提供能量，電感儲(chǔ)能減少，工作模態(tài)4等效電路見(jiàn)圖2d。

此種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在工作過(guò)程中，輸入與輸出通過(guò)二極管進(jìn)行連接，輸出不受開(kāi)關(guān)頻率的影響，可以大幅度降低共模干擾[2]。電路采用不帶體二極管的IGBT作為功率開(kāi)關(guān)管，減少了電流經(jīng)功率開(kāi)關(guān)管的體二極管返回電源的流通路徑，降低了電流采樣的難度[3]。并聯(lián)IGBT的源極都與功率地相連，故而電路只需一路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，控制簡(jiǎn)單，同時(shí)其通態(tài)損耗低、電磁干擾小，在大功率應(yīng)用場(chǎng)合具有一定優(yōu)勢(shì)，因此本文基于此種拓?fù)溥M(jìn)行高效率無(wú)橋PFC變換器的設(shè)計(jì)。

1.3 器件設(shè)計(jì)選型

1.3.1 Boost電感的設(shè)計(jì)

1.3.2 功率開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì)

在2nd DBPFC主電路中，當(dāng)功率開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，流經(jīng)功率開(kāi)關(guān)管的電流為電感電流。當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)管上的電壓為輸出電壓。因此在選擇功率開(kāi)關(guān)管時(shí)，其額定電壓必須大于輸出電壓，額定電流必須大于電感電流的最大值[4]。通常功率開(kāi)關(guān)管的選擇會(huì)考慮實(shí)際流過(guò)電流乘以1.5倍裕量，開(kāi)關(guān)管的耐壓值為輸出電壓乘以1.2倍裕量[4]。

根據(jù)變換器工作參數(shù)，功率開(kāi)關(guān)管IGBT1、IGBT2選取IR公司的IGBT開(kāi)關(guān)管IRG4PF50W，其額定電壓為900 V，100 ℃時(shí)額定電流為28 A;快恢復(fù)二極管VD1、VD2選取RHRP3060，其額定電壓為600 V，額定電流為30 A;整流二極管VD3、VD4選取20A10，其額定反向擊穿電壓為1 000 V，額定電流為20 A。

1.3.3 輸出電容的設(shè)計(jì)

輸出電容的選取主要取決于電網(wǎng)掉電后輸出電壓維持時(shí)間。維持時(shí)間長(zhǎng)短與輸出電容、負(fù)載功率、輸出電壓等因素有關(guān)[5]，電容值與各因素之間的關(guān)系式為

針對(duì)本設(shè)計(jì)，PO為1 kW，Δt取20 ms，UO為400 V，UO_min為310 V，根據(jù)式（7）可得C=626 μF，可將4個(gè)680 μF/400 V 的電解電容兩兩串聯(lián)再并聯(lián)使用。

1.3.4 控制電路設(shè)計(jì)

目前工業(yè)界主流的控制方式是模擬控制，其具有成熟的控制方法以及針對(duì)不同控制策略商業(yè)化的集成芯片，使用簡(jiǎn)單。但是相較數(shù)字化控制，模擬控制使用元器件多，易受元器件老化、溫度和外界干擾影響。故而采用DSP進(jìn)行數(shù)字化控制正成為工業(yè)界的發(fā)展方向。PIC32MK1024MCF064芯片具有DSP內(nèi)核，最高主頻可達(dá)198 MHz，能夠滿足高頻開(kāi)關(guān)頻率要求。本設(shè)計(jì)采用2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)結(jié)合平均電流控制策略，通過(guò)檢測(cè)輸入電壓、電感電流和輸出電壓三個(gè)物理量，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

根據(jù)第一節(jié)對(duì)2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作模態(tài)的分析，采用不帶體二極管的IGBT作為功率開(kāi)關(guān)管，在一個(gè)完整開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，無(wú)橋PFC變換器具有一條固定的電流回路返回交流輸入源。因此，針對(duì)關(guān)鍵電感電流的采樣具體可行的方案有：（1）電路中串聯(lián)采樣電阻;（2）采用電流互感器采樣電感電流;（3）通過(guò)霍爾電流傳感器采樣電感電流。綜合考慮成本、安全性以及采樣信號(hào)可靠性，最終采用霍爾電流傳感器結(jié)合電流調(diào)理電路來(lái)實(shí)現(xiàn)電感電流采樣，同時(shí)通過(guò)霍爾電壓傳感器結(jié)合相應(yīng)的電壓調(diào)理電路分別進(jìn)行輸入電壓和輸出電壓的采樣。

2 校正算法與軟件

功率因數(shù)校正主要實(shí)現(xiàn)兩個(gè)目標(biāo)：穩(wěn)定輸出電壓;輸入電流正弦跟隨輸入電壓。在平均電流控制模式中，采用電流電壓雙環(huán)控制，其中電壓控制環(huán)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出電壓，電流控制環(huán)實(shí)現(xiàn)輸入電流正弦跟隨輸入電壓，平均電流控制算法結(jié)構(gòu)如圖3所示。

將輸出電壓Uout與電壓給定基準(zhǔn)Uref進(jìn)行比較，通過(guò)電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)得出調(diào)制電壓Um。計(jì)算整流輸入電壓Uac、調(diào)制電壓值Um和整流輸入電壓平均值Uavg的平方倒數(shù)的乘積獲得電流給定基準(zhǔn)值Iref

電流幅值信號(hào)平均值Iavg與電流給定基準(zhǔn)值Iref進(jìn)行比較，通過(guò)電流環(huán)PI調(diào)節(jié)使得電流幅值信號(hào)平均值正弦跟隨輸入電壓，同時(shí)通過(guò)控制開(kāi)關(guān)周期內(nèi)功率開(kāi)關(guān)管通斷時(shí)間實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，以形成電壓電流閉環(huán)控制。

電流給定基準(zhǔn)Iref中整流輸入電壓分量uac使得電流給定基準(zhǔn)與整流輸入電壓同頻同相，電流幅值信號(hào)平均值Iavg可以實(shí)現(xiàn)更好的相位跟隨。

另外，電流給定基準(zhǔn)中整流輸入電壓平均值分量是為了實(shí)現(xiàn)輸入電壓前饋，從而實(shí)現(xiàn)在負(fù)載恒定不變、輸入電壓在一定范圍內(nèi)變化的情況下，保證輸入功率穩(wěn)定不變[6]。

3? ?試驗(yàn)結(jié)果分析

基于2nd DBPFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，結(jié)合平均電流控制策略，使用PIC32MK1024MCF064芯片研制了一臺(tái)1 kW的2nd DBPFC變換器，其設(shè)計(jì)指標(biāo)為：輸入電壓為交流176～264 V，輸入電壓頻率為工頻50 Hz，輸出電壓400 V。

通過(guò)電壓檢測(cè)電路和電流檢測(cè)電路可以得到變換器工作時(shí)輸入電壓和電流在時(shí)域上的離散信號(hào)，再利用MATLAB通過(guò)快速傅里葉變換（FFT）將采樣信號(hào)的時(shí)域采樣變換為頻域采樣，由此得到輸入電壓和電流的基波相位差以及輸入電流諧波畸變率[7]。最后通過(guò)功率因數(shù)計(jì)算得到變換器的功率因數(shù)，不同負(fù)載情況下測(cè)得的功率因數(shù)曲線如圖4所示。

樣機(jī)滿載輸出時(shí)，輸入電壓電流波形以及輸出電壓波形如圖5所示。分析波形可知，輸入電流很好地跟隨輸入電壓，輸出電壓穩(wěn)定升壓到392 V。負(fù)載從空載突然跳變到滿載時(shí)輸入電壓電流和輸出電壓波形如圖6所示，輸出電壓約有52 V的突降，同時(shí)經(jīng)過(guò)約50 ms恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)392 V;輸入電流經(jīng)過(guò)約30 ms較好地跟隨輸入電壓。

4 結(jié)論

本文立足于2nd DBPFC拓?fù)洌瓿勺儞Q器系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)與器件選型，并詳細(xì)分析其工作模態(tài)，同時(shí)結(jié)合平均電流控制策略完成2nd DBPFC變換器控制程序的編寫(xiě)。并基于PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一臺(tái)1 kW的2nd DBPFC變換器。試驗(yàn)結(jié)果表明，采用雙閉環(huán)數(shù)字控制，變換器在220 V輸入及滿載條件下，功率因數(shù)可達(dá)到98.7%。

參考文獻(xiàn)：

[1] 易俊宏，馬紅波，孟慶偉. 高效率、高功率密度無(wú)橋PFC設(shè)計(jì)[J]. 電力電子技術(shù)，2017，51（12）：112-116.

[2] 賁洪奇，張繼紅，劉桂花，等. 開(kāi)關(guān)電源中的有源功率因數(shù)校正技術(shù)[M]. 北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2010.

[3] 李向恒，郝瑞祥，游小杰. 基于功率解耦的無(wú)橋PFC變換器[J]. 電力電子技術(shù)，2018（4）：84-87.

[4] 楊淇. 高效率PFC變換器的研究[D]. 浙江：浙江大學(xué)，2016.

[5] 劉桂花. 無(wú)橋PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略研究[D]. 黑龍江：哈爾濱工業(yè)大學(xué)，2009.

[6] 楊靖. 基于DSP的單相功率因數(shù)校正數(shù)字控制研究[D].南京：南京航空航天大學(xué)，2007.

[7] 鄧璟睿，朱才青，江偉，等. 逆變直流電阻點(diǎn)焊電源功率因數(shù)研究[J]. 機(jī)電工程技術(shù)，2019， 48（09）：81-84.