電液比例放大器雙邊驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)及顫振信號(hào)比較研究*

劉 寧，游有鵬

(南京航空航天大學(xué) 機(jī)電學(xué)院,江蘇 南京 210016)

0 引 言

電液比例放大器是電液比例閥的控制核心，直接影響電液比例閥的控制性能。目前，電液比例放大器主要有模擬式和數(shù)字式兩種。其中，模擬式比例放大器通過運(yùn)算放大器等電子元件實(shí)現(xiàn)計(jì)算，原理簡單、電流控制精確(顫振信號(hào)疊加方便)，但功耗溫升大、對電路元件依賴性強(qiáng)；數(shù)字式比例放大器通過微處理器實(shí)現(xiàn)恒流控制，不僅數(shù)據(jù)處理能力強(qiáng)，有利于復(fù)雜算法的實(shí)現(xiàn)，而且驅(qū)動(dòng)電路采用脈寬調(diào)制(PWM)信號(hào)，控制絕緣柵場效應(yīng)管(MOS)工作在截止區(qū)和飽和區(qū)，功耗和發(fā)熱更低，已逐漸成為當(dāng)今比例放大器的發(fā)展主流[1]。

本文針對現(xiàn)有數(shù)字式比例放大器的不足，圍繞影響性能較大的驅(qū)動(dòng)電路和控制信號(hào)顫振疊加開展分析設(shè)計(jì)：對常用的反接卸荷式驅(qū)動(dòng)電路存在的問題進(jìn)行分析和改進(jìn)設(shè)計(jì)；給出顫振疊加的實(shí)現(xiàn)方法，并對顫振疊加信號(hào)的類型和參數(shù)進(jìn)行仿真分析與實(shí)驗(yàn)比較。

1 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

數(shù)字式比例放大器主要包括控制電路和驅(qū)動(dòng)電路兩部分?？刂齐娐芬晕⑻幚硇酒瑸楹诵?，計(jì)算并輸出PWM控制信號(hào)；驅(qū)動(dòng)電路負(fù)責(zé)將控制信號(hào)功率放大驅(qū)動(dòng)比例閥。為了保證控制精度和抗干擾性能，常引入閥芯位置反饋和電流反饋[2]。

整個(gè)比例放大器構(gòu)成如圖1所示。

圖1 比例放大器系統(tǒng)框圖

目前，數(shù)字式比例放大器大多采用反接卸荷式驅(qū)動(dòng)電路[3-4]，其電路原理簡圖如2所示。

圖2 反接卸荷式電路原理簡圖

圖2中，由MOS管控制的上、下橋臂同時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷，當(dāng)UPWM由邏輯1跳變到0時(shí)，上、下橋臂同時(shí)關(guān)斷，由于比例電磁鐵電感的續(xù)流作用，會(huì)在線圈兩端產(chǎn)生反向的驅(qū)動(dòng)電壓，導(dǎo)致電流迅速泄放完畢。

這種方式下驅(qū)動(dòng)電路的動(dòng)態(tài)頻寬好，不僅可用于電液比例閥驅(qū)動(dòng)，也適用于柴油機(jī)電子燃油噴射等高頻響系統(tǒng)。

但由于電流泄放速度快，當(dāng)UPWM占空比小于50%時(shí)，可能導(dǎo)致比例電磁鐵電流不連續(xù)，即斷流現(xiàn)象，從而導(dǎo)致低占空比時(shí)閥芯驅(qū)動(dòng)能力迅速下降，影響閥的控制性能。

為解決這一問題，本文將反接卸荷式驅(qū)動(dòng)電路上橋臂和下橋臂的MOS管控制端分開獨(dú)立控制，構(gòu)成雙邊驅(qū)動(dòng)電路。

雙邊驅(qū)動(dòng)電路原理簡圖如圖3所示。

圖3 雙邊驅(qū)動(dòng)電路原理簡圖

筆者通過設(shè)計(jì)不同的控制邏輯，形成驅(qū)動(dòng)電路的多種工作模式。

模式1。上、下橋臂同時(shí)輸入PWM波，電路為傳統(tǒng)反接卸荷式驅(qū)動(dòng)電路；

模式2。上橋臂導(dǎo)通，下橋臂輸入PWM波，電路為低邊驅(qū)動(dòng)形式，通過調(diào)整PWM占空比調(diào)節(jié)電流。下橋臂關(guān)斷時(shí)電流通過二極管續(xù)流泄放較慢，電流連續(xù)；

模式3。上、下橋臂同時(shí)關(guān)斷，電路為反接卸荷形式，在反向24 V作用下電流迅速泄放，可以與模式2配合使用。

雙邊驅(qū)動(dòng)電路的3種工作模式及其對應(yīng)的控制邏輯如圖4所示。

圖4 雙邊驅(qū)動(dòng)電路工作模式上、下橋臂導(dǎo)通為邏輯1，關(guān)斷為邏輯0；UAB—閥兩端電壓；i—比例電磁鐵電流

圖4可知：

利用雙邊驅(qū)動(dòng)電路可以靈活組合出多種驅(qū)動(dòng)電路形式。如將其應(yīng)用于電液比例方向閥的控制，只需模式2與模式3配合使用：同向調(diào)節(jié)比例閥開口大小時(shí)，可用模式2保證比例電磁鐵電流連續(xù)，避免小占空比時(shí)反接卸荷式驅(qū)動(dòng)電路的斷流問題；切換方向時(shí)，可用模式3實(shí)現(xiàn)電流迅速泄放，提高換向速度。

因此，通過雙邊驅(qū)動(dòng)電路及組合控制邏輯，不僅克服了反接卸荷式驅(qū)動(dòng)電路PWM信號(hào)低占空比的斷流問題，提高了閥芯定位精度，還可方便地實(shí)現(xiàn)比例方向閥快速換向控制。

2 顫振疊加與分析比較

由于閥芯與閥套間靜摩擦大于動(dòng)摩擦，閥芯運(yùn)動(dòng)靈敏度會(huì)降低并且?guī)в袦h(huán)。比例放大器常通過疊加顫振信號(hào)提高靈敏度、改善滯環(huán)[5]。

2.1 顫振疊加電路設(shè)計(jì)

數(shù)字式比例放大器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為PWM波，顫振信息的疊加只能通過PWM波占空比體現(xiàn)。疊加的實(shí)現(xiàn)方法有軟件和硬件兩種，但通過軟件編程進(jìn)行疊加不便，本文采用硬件實(shí)現(xiàn)，思路是先將微處理器產(chǎn)生的PWM信號(hào)經(jīng)過濾波成為直流，線性疊加顫振信號(hào)后，再將其調(diào)制為PWM波[6]，此時(shí)的PWM波占空比便帶有了顫振信息。

顫振信號(hào)線性疊加到直流信號(hào)采用加法電路實(shí)現(xiàn)，如圖5所示。

圖5 顫振線性疊加電路

當(dāng)PWM控制信號(hào)頻率大于R1和C1組成的低通濾波器截止頻率的10倍時(shí)，認(rèn)為高頻諧波完全濾去，PWM控制信號(hào)在A點(diǎn)變?yōu)榉€(wěn)定直流信號(hào)，即：

(1)

通過式(1)計(jì)算，可選擇合適的電阻電容值。根據(jù)相關(guān)資料，此處取電阻R1=5 kΩ，電容C1=100 nF，這樣運(yùn)算電路工作穩(wěn)定可靠、元件廉價(jià)易得[7]。

加法電路輸出端與B、Z兩輸入端之間的關(guān)系可以近似表示為：

(2)

式中：UBdc—B點(diǎn)PWM控制信號(hào)的平均值；UZ—Z點(diǎn)顫振電壓值。

由式(2)可知：通過調(diào)整UZ或R3可獨(dú)立調(diào)整顫振幅值；由于運(yùn)算放大器輸出反相，需后接反相器調(diào)相[8]。

同時(shí)，PWM調(diào)制的三角波頻率決定了后級驅(qū)動(dòng)電路中MOS管的開關(guān)頻率，為了降低MOS管功耗和溫升，開關(guān)頻率不宜太高，但是開關(guān)頻率太小也會(huì)導(dǎo)致比例電磁鐵電流寄生顫振[9]，因此，這里筆者選擇三角波頻率為1 000 Hz。

2.2 顫振信號(hào)的比較分析

工程上常用的顫振信號(hào)主要有三角波、正弦波、方波3種，如何選擇其類型以及幅值、頻率將直接影響比例閥性能。為此，本文以閥芯微動(dòng)幅值大小和滯環(huán)改善情況為評價(jià)指標(biāo)，通過建模仿真和實(shí)驗(yàn)對3種顫振信號(hào)及其參數(shù)進(jìn)行評價(jià)和優(yōu)選。

首先本研究通過仿真比較3種顫振信號(hào)的優(yōu)劣。

根據(jù)電路組成結(jié)構(gòu)，筆者在Simulink中建立比例閥及其放大器的開環(huán)模型，如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)仿真模型

其中，顫振信號(hào)疊加和調(diào)制部分根據(jù)前文電路搭建；比例閥電流慣性環(huán)節(jié)和閥芯位移環(huán)節(jié)的具體模型推導(dǎo)可參見有關(guān)資料[10]。

仿真時(shí)，筆者給定控制信號(hào)為1.65 V階躍信號(hào)，分別疊加3種顫振信號(hào)后比較閥芯處的微動(dòng)幅值；顫振信號(hào)頻率為100 Hz、150 Hz和200 Hz，顫振幅值為20%。

實(shí)驗(yàn)得到3種顫振疊加的閥芯微動(dòng)幅值如表1所示。

表1 階躍信號(hào)下不同顫振疊加的閥芯微動(dòng)比較

從表1可以看出：

疊加方波顫振后閥芯微動(dòng)值最大，原因可能是方波包含多次諧波，即使有部分高次諧波被平滑濾去，仍有部分諧波保留為閥芯微動(dòng)做出貢獻(xiàn)；同時(shí)，一定范圍內(nèi)閥芯微動(dòng)幅值隨顫振信號(hào)頻率增加而下降。當(dāng)給定控制信號(hào)為幅值3.3 V、頻率為5 Hz正弦波，仿真上述3種顫振疊加時(shí)的閥芯微動(dòng)情況，仍然是疊加方波顫振后閥芯微動(dòng)幅值最大。

可見，正弦波、三角波、方波3種顫振疊加信號(hào)中，方波的顫振效果最好。

2.3 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

為驗(yàn)證數(shù)字比例放大器的顫振疊加效果，筆者將前述電路制板并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)中，通過比例閥LVDT裝置反饋的閥芯滯環(huán)大小Ufb評判顫振疊加效果。

首先比較相同參數(shù)下方波顫振、三角波顫振和正弦波顫振對閥芯滯環(huán)的影響。為方便觀察，筆者選擇顫振信號(hào)頻率為100 Hz，顫振幅值為20%。

改變PWM控制信號(hào)占空比，控制閥芯位移從0到極值再返回到0，得到同一占空比下閥開口增大和減小時(shí)的閥芯位移反饋值Ufb+和Ufb-，將其作差得到閥芯位移滯環(huán)值Ufb，通過最小二乘擬合后，3種顫振疊加20%的閥芯滯環(huán)對比如圖7所示。

圖7 3種顫振疊加20%的閥芯滯環(huán)對比

從圖7可得，疊加方波顫振后閥芯滯環(huán)小于疊加三角波和正弦波的閥芯滯環(huán)，說明了相同參數(shù)下方波顫振信號(hào)效果更佳。

為比較不同振幅的顫振信號(hào)對閥芯滯環(huán)的影響，筆者分別設(shè)定振幅為0、10%、20%、30%的顫振方波，重復(fù)上述實(shí)驗(yàn)。

實(shí)驗(yàn)可得出的閥芯滯環(huán)值如圖8所示。

圖8 疊加不同振幅方波顫振的閥芯滯環(huán)對比

從圖8可得，在一定范圍內(nèi)，閥芯滯環(huán)隨顫振幅值增大而減小，疊加20%的顫振方波時(shí)，閥芯滯環(huán)比無顫振時(shí)減小近40%。

為了保證閥芯運(yùn)動(dòng)精度，實(shí)際應(yīng)用中疊加20%的顫振信號(hào)即可，無需加大顫振幅值。

3 結(jié)束語

本文對數(shù)字式比例放大器的驅(qū)動(dòng)電路和控制信號(hào)顫振疊加進(jìn)行了分析與設(shè)計(jì)，在驅(qū)動(dòng)電路方面，分析了反接卸荷式電路的不足，并提出了雙邊驅(qū)動(dòng)電路及其工作模式；在控制電路方面，給出了一種顫振疊加電路方案，對顫振信號(hào)類型和參數(shù)的作用效果進(jìn)行了建模仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

研究結(jié)果表明：方波顫振在提升閥芯運(yùn)動(dòng)靈敏度和減小滯環(huán)方面優(yōu)于三角波和正弦波顫振；疊加20%的方波顫振比無顫振疊加的閥芯滯環(huán)減小近40%，可顯著改善比例閥的定位精度。

本研究可對數(shù)字式比例放大器的驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)和控制信號(hào)顫振疊加提供一定的參考。