一種電流模式方波/三角波發(fā)生器

齊庭庭, 楊民生

(湖南文理學(xué)院 計(jì)算機(jī)與電氣工程學(xué)院, 湖南 常德, 415000)

方波/三角波發(fā)生器在傳感器接口、電子測(cè)量?jī)x器、通信模塊和功率變換電路具有廣泛的應(yīng)用[1–2]。采用普通集成運(yùn)放(OA, Operational Amplifier)可以方便地實(shí)現(xiàn)方波/三角波發(fā)生器, 但受集成運(yùn)放低壓擺率和固定增益帶寬積的影響, 這種電路的工作頻率非常有限。近年來(lái)隨著集成技術(shù)的發(fā)展, 眾多電流模式器件相繼被提出, 相對(duì)于傳統(tǒng)的集成運(yùn)放, 這些電流模式器件具有頻率高、動(dòng)態(tài)范圍大、線性度好和功耗低的優(yōu)點(diǎn)。基于此, 應(yīng)用這些新的電流模式器件設(shè)計(jì)方波/三角波產(chǎn)生電路引起了廣大學(xué)者的高度重視, 提出了很多典型的電路。Almashary和Alhokail[3]首次采用電流傳輸器(CCII, the Second Current Conveyor Generation)為有源器件實(shí)現(xiàn)了一個(gè)方波/三角波產(chǎn)生電路, 但該電路的占空比不能調(diào)節(jié)且最大工作頻率限制在410 kHz。為了提高該電路的性能和減低電路的復(fù)雜度, Pal[4]等采用施密特觸發(fā)器級(jí)聯(lián)電壓積分器提出一種新的方波/三角波產(chǎn)生電路。采用3個(gè)跨導(dǎo)運(yùn)算放大器(OTA, Operational Transcon-ductance Amplifier)、1個(gè)接地電阻和1個(gè)接地電容, Chung[5]等提出了一個(gè)電壓模式方波/三角波發(fā)生器,該電路能通過(guò)調(diào)節(jié)OTA的偏置電流實(shí)現(xiàn)頻率和幅度的獨(dú)立調(diào)節(jié), 但該電路使用了過(guò)多的有源器件, 且電路占空比不能調(diào)節(jié)。文獻(xiàn)[6]對(duì)該電路提出了改進(jìn), 降低了電路的復(fù)雜性。文獻(xiàn)[7]采用電流反饋運(yùn)算放大器(CFOA, Current Feedback Operational Amplifier)為有源器件實(shí)現(xiàn)了一個(gè)占空比可調(diào)的方波/三角波發(fā)生器, 但該電路包含了3個(gè)浮地電阻。上述電路均以電壓信號(hào)為輸出信號(hào), 雖然工作頻率相對(duì)于集成運(yùn)放實(shí)現(xiàn)的方波/三角波信號(hào)發(fā)生器有所提高, 但并沒(méi)有完全發(fā)揮電流模式電路的優(yōu)勢(shì), 工作頻率依然非常有限。相對(duì)于電壓模式方波/三角波產(chǎn)生電路, 電流模式方波/三角波產(chǎn)生電路的研究甚少。Phamorn[8]采用多端輸出的電流控制電流差分跨導(dǎo)放大器(CCCDTA, Current Controlled Differencing Transconductance Amplifier)實(shí)現(xiàn)了一個(gè)電流模式方波/三角波發(fā)生器, 測(cè)試結(jié)果表明該電路的振蕩頻率較電壓模式方波/三角波產(chǎn)生電路有較大的提高, 最高工作頻率可達(dá)2 MHz。但由于電流控制電流差分跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)值受溫度影響很大, 因而該電路在實(shí)際應(yīng)用中必須附加溫度補(bǔ)償電路。

本文采用多端輸出的差分電壓電流傳輸器實(shí)現(xiàn)了一種電流模式方波/三角波產(chǎn)生電路, 該電路具有如下優(yōu)點(diǎn): (1) 采用較少的有源器件和無(wú)源器件; (2) 所有器件均接地, 可以大大減少器件寄生參數(shù)對(duì)電路的影響, 并有利于采用標(biāo)準(zhǔn)的CMOS工藝進(jìn)行集成; (3) 振蕩頻率可以由一個(gè)接地電容進(jìn)行線性調(diào)節(jié),而不影響輸出信號(hào)的幅度; (4) 調(diào)節(jié)外接電流源可以有效控制輸出信號(hào)的占空比; (5) 能夠產(chǎn)生高頻率的方波和三角波信號(hào)。本文與現(xiàn)有方波/三角波發(fā)生器的詳細(xì)對(duì)比情況見(jiàn)表1。

表1 性能對(duì)比表

1 電路原理

1.1 MO-DVCC及其等效實(shí)現(xiàn)電路

跟其它電流模式器件相比, 差分電壓電流傳輸器具有靈活的端口關(guān)系, 在高性能模擬信號(hào)處理中得到了廣泛的應(yīng)用[9]。本文在K. Pal提出的DVCC的基礎(chǔ)上構(gòu)建了一種具有正負(fù)多端電流輸出的差分電壓電流傳輸器(MO-DVCC), 其電路符號(hào)如圖1所示。理想MO-DVCC的X端口具有零輸入阻抗, 而電壓輸入端Y1, Y2和電流輸出端則具有無(wú)窮大阻抗, 其端口特性可以表示為[10]

本文采用商品化的集成電流模式器件電流傳輸器(AD844)構(gòu)建了一個(gè)MO-DVCC的等效實(shí)現(xiàn)電路(圖中AD844的引腳X、Y、Z分別代表in+、in-、out), 如圖1(b)所示。根據(jù)電流傳輸器AD844的端口特性VX=VY,IZ=IX和IY= 0可知, AD844(1)和AD844(2)的Y端電壓之差

由于IT1=IX1, AD844(3)的Y和X端電壓

為了實(shí)現(xiàn)多端電流輸出, AD844(4)、(5)、(6)和(8)采用Y端并聯(lián)連接, X端分別接相同電阻到地。由于IT2=IX, 從而

由式(2)和式(3)可知, 當(dāng)電阻Ra=Rb, AD844(1)、AD844(2)和AD844(3)實(shí)現(xiàn)了DVCC的電壓求差功能,當(dāng)電阻Rc=Rd時(shí), AD844(4)～(9)則實(shí)現(xiàn)了正負(fù)多端電流輸出, 從而提出的電路能很好的模擬DVCC的端口關(guān)系, 其正負(fù)電流輸出端的端口數(shù)可以根據(jù)實(shí)際需要進(jìn)行選擇。

圖1 DVCC的電路符號(hào)及等效實(shí)現(xiàn)電路

1.2 電路實(shí)現(xiàn)及其工作原理

采用 MO-DVCC為有源器件實(shí)現(xiàn)的電流模式方波/三角波產(chǎn)生電路如圖2所示。該電路結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單,僅由2個(gè)MO-DVCC、4個(gè)接地電阻、1個(gè)接地電容和 1個(gè)可調(diào)電流源構(gòu)成。其中 MO-DVCC(1)和電阻R1、R2和R3構(gòu)成電流模式施密特觸發(fā)器, MO-DVCC(2)和電阻R4、電容C構(gòu)成電流積分器, 可調(diào)電流源IADJ用于調(diào)節(jié)方波的占空比, 方波信號(hào)和三角波信號(hào)分別直接從MO-DVCC(1)和MO-DVCC(2)的高阻抗端輸出。

圖2中MO-DVCC(1)的一個(gè)同相電流輸出端和Y端相連并通過(guò)電阻R1接地, 使電路產(chǎn)生了強(qiáng)烈的正反饋。該反饋過(guò)程可以描述如下: 假設(shè)某種原因使是MO-DVCC(1)的Y2端電壓增加, 根據(jù)VX=VY1-VY2可知,X端的電壓減小從而導(dǎo)致 X端的輸出電流IX1減小,MO-DVCC(1)的輸出電流IZ1隨著IX1減小而減小, 由于R1>R3, 因此電流IZ1形成強(qiáng)烈的正反饋使MO- DVCC(1)的Y1端電壓激劇減小, 從而進(jìn)一步加劇了X端的電壓減小, 使輸出電流很快達(dá)到正飽和值IZsat(表示電流流入器件) , 反之則使輸出電流達(dá)到負(fù)飽和值-IZsat(表示電流從器件流出)。

假設(shè)電路初始狀態(tài)為IZsat, 則電流IZ1和可調(diào)電流源減IADJ給電容C反向充電, 電容C的電壓線性降低, 致使 MO-DVCC(2)的 X端流入電流線性增加, 由于IZ2=IX2從而導(dǎo)致MO-DVCC(1)的Y2端電壓線性降低, 因此MO-DVCC(1)的Y1和Y2端的電壓差 (VY1-VY2) 減小,當(dāng)IZ2達(dá)到電流模式施密特觸發(fā)器的上門限電流ITH時(shí),MO-DVCC(1)的X端口電壓等于Y1和Y2端的電壓差,即VX=VY1-VY2, MO-DVCC(1)在IZ1的強(qiáng)烈正反饋?zhàn)饔孟掠蒊Zsat跳變到-IZsat。當(dāng)電路狀態(tài)處于-IZsat時(shí), 由于此時(shí)電流IZ1的方向?yàn)榱鞒鯩O-DVCC(1), 因而電流IZ1和可調(diào)電流源減IADJ給電容C充電, 電容C的電壓線性上升, 從而導(dǎo)致MO-DVCC(2)的電流IZ2線性減小,致使 MO-DVCC(1)的 Y2端電壓線性增加, 同理當(dāng)IZ2減小到電流模式施密特觸發(fā)器的上門限電流ITL時(shí),VX=VY1-VY2, MO-DVCC(1)的輸出電流由-IZsat跳變到IZsat。周而復(fù)始, 從而在MO-DVCC(1)的電流輸出端可以獲得方波電流, 在MO-DVCC(2)的輸出端可以獲得三角波電流, 其輸出波形如圖2(b)所示。

根據(jù)上述工作原理可知, 當(dāng)MO-DVCC(1)的X端電壓等于Y1和Y2端電壓差時(shí)電路發(fā)生跳變, 從而可以確定電流模式施密特觸發(fā)器的門限電流, 即

圖2 電流模式方波/三角波電路及輸出波形

由IZ1=IX1=±IZsat可得

則三角波信號(hào)的峰值

根據(jù)圖2(b)所示的波形圖可知, 在T1時(shí)段, 電流IZ1達(dá)到正飽和, 電流IZ2線性增加, 其增長(zhǎng)速率可以表示為

將式(6)代入, 則可以計(jì)算出

同理在T2時(shí)段電流IZ2達(dá)到反向飽和, 電流IZ2線性減小, 其減小速率可以表示為

其中KI=IADJ/IZsat, 為電路的電流調(diào)整因素。

由式(9)、(11)可知, 該電路的振蕩周期和振蕩頻率分別為

方波信號(hào)的占空比可以表示為

由式(13)、(7)和式(14)可知, 調(diào)節(jié)電容C可以線性調(diào)節(jié)電路的振蕩頻率，不會(huì)影響三角波輸出信號(hào)的幅度, 而方波的占空比、三角波上升、下降的斜率可以通過(guò)調(diào)節(jié)電流調(diào)整因素KI實(shí)現(xiàn)。

2 仿真分析

為了驗(yàn)證電路的正確性, 對(duì)提出的電流模式方波/三角波發(fā)生器進(jìn)行了 Pspice仿真分析, 仿真時(shí)MO-DVCC采用圖1(b)的等效實(shí)現(xiàn)電路, 電源電壓為±5 V。

圖3 電流模式方波/三角波仿真結(jié)果

取圖2(a)電路參數(shù)為R1=10 kΩ,R2=10 kΩ,R3=5 kΩ, C=5 nF,R4=1 kΩ, 可調(diào)電流源IADJ=0, 仿真得到的方波和三角波輸出波形如圖3(a)所示, 將方波信號(hào)經(jīng)FFT變換得到的頻譜如圖3(b)所示。將上述參數(shù)代入式(13)可以計(jì)算出電路的理想振蕩頻率為 100 kHz, 從圖 3(b)的頻譜圖可以看出, 該方波信號(hào)的基波頻率正好為100 kHz, 與理論值完全一致。經(jīng)Pspice仿真測(cè)試: 方波輸出幅度IZsat為±135 μA, 三角波電流的輸出幅度為±65 μA, 非常接近電流模式施密特觸發(fā)器的門限電流。

由式(14)可知, 當(dāng)調(diào)節(jié)可調(diào)電流源時(shí)可以有效控制方波的占空比和改變?nèi)遣ㄉ仙?、下降沿的速率。上述電路參?shù)保持不變, 當(dāng)取IADJ=±80 μA時(shí)得到的占空比D分別為80%和20%的輸出波形如圖3(c)、3(d)所示。

為了驗(yàn)證該電路能產(chǎn)生高頻的振蕩信號(hào), 將電路參數(shù)調(diào)整為R1=5 kΩ,R2=5 kΩ,R3=4 kΩ, C=0.1 nF,R4=1 kΩ, 可調(diào)電流源IADJ=0, 電路產(chǎn)生的高頻振蕩信號(hào)如圖3(e) 所示, 從方波的頻譜圖可以看出基波頻率為11.05 MHz, 與理想振蕩頻率12.5 MHz相差1.45 MHz, 這主要是由于隨著工作的頻率的增加,MO-DVCC的寄生參數(shù)對(duì)電路的影響越來(lái)越大所造成。如采用標(biāo)準(zhǔn)的CMOS工藝集成實(shí)現(xiàn)該電路, 則可以進(jìn)一步提高電路的振蕩頻率。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文采用商用集成電路AD844構(gòu)建了MO-DVCC的等效實(shí)現(xiàn)電路并對(duì)提出的方波/三角波產(chǎn)生電路進(jìn)行了仿真分析, 仿真結(jié)果證明了電路的正確性。該電路僅包含2個(gè)MO-DVCC、4個(gè)接地電阻、1個(gè)接地電容和1個(gè)可調(diào)電流源, 通過(guò)電容實(shí)現(xiàn)電路的振蕩頻率獨(dú)立可調(diào)。此外, 通過(guò)調(diào)節(jié)電流源可以實(shí)現(xiàn)對(duì)方波信號(hào)占空比的有效控制。尤為重要的是, 相對(duì)于電壓模式方波/三角波產(chǎn)生電路, 本文提出的電路能夠產(chǎn)生高頻率的振蕩信號(hào)。