反激變換器中RCD箝位電路參數(shù)設計

王昭昭，梅建偉，羅濤

（湖北汽車工業(yè)學院 電氣與信息工程學院，湖北 十堰442002）

反激變換器是Buck-Boost 變換器的一種隔離拓撲延伸，具有寬輸入電壓范圍、結構簡單、易于實現(xiàn)、多路輸出等優(yōu)點，常被用來設計電動車用控制器的輔助電源。由于反激變換器的變壓器在設計制作過程中存在漏感，在開關過程中電感的續(xù)流作用導致電壓尖峰的產(chǎn)生，造成開關管電壓應力過大，易損壞開關器件。因此在基本的反激拓撲中需要加入箝位電路，當開關管關斷時，通過箝位電路進行緩沖吸收。箝位電路通常分為有源箝位電路和無源箝位電路，而RCD 無源箝位相較于有源箝位，無需控制和驅動電路，具有設計簡單，成本低廉等優(yōu)點［1-2］。因此，對于RCD 無源鉗位電路參數(shù)設計的研究，具有重要的實際應用價值。

1 反激系統(tǒng)主回路設計

圖1 反激系統(tǒng)電路原理圖

文中設計的反激變換器應用于EPS 控制中的輔助電源，反激系統(tǒng)電路原理如圖1所示。系統(tǒng)主回路是在反激電路基本拓撲的基礎上，在變壓器兩端加上RCD 鉗位電路，通過LM3481QMMX 芯片進行開關管的驅動，使整個電路工作。主回路技術參數(shù)如下：輸入電壓為16～36V，變壓器二次側雙路輸出，輸出為24 V 和5 V，變壓器骨架用EE30-12P 結構，勵磁電感為18μH，漏感為0.45μH，開關頻率為148 kHz，占空比15%，開關管型號IPD78CN10NG，開關管漏源電壓為100V。

2 反激電路工作原理分析

原理圖中的基本反激變換器拓撲簡化為圖2所示，R1、C1、D1構成RCD 箝位電路，D1、D2為理想二極管，導通壓降為0V。

圖2 反激變換器基本拓撲

圖3 為電路工作時的各個波形。其中Ug為開關管Q的柵極驅動電壓，UC1為箝位電容C1兩端電壓，Im為漏感Lr和勵磁電感Lm中的電流，Uds為開關管漏源電壓。通過不同的驅動電壓，使開關管開通或關閉，電路中的電流沿著不同的環(huán)路進行流通，實現(xiàn)能量傳遞。

式中：Uin為輸入點電壓；UL為電容C1中的最低電壓；UH為電容C1中的最高電壓；Uf為變壓器二次側折射到一次側的電壓；Uo為變壓器二次側電壓經(jīng)過濾波后的電壓；n為變壓器變比。針對圖3 中的每個工作時間段，分析開關管的通斷和電路的工作情況，各個時間段內的電流環(huán)路如圖4所示。

圖3 工作波形

1）t0～t1時間段 開關管Q導通，電池電壓直接加載在變壓器兩端，對Lm和Lr進行充電，由于電感電流不能突變的特性，電流Im線性上升。當電路處于穩(wěn)態(tài)時，電容C1中儲存有一定能量，該能量通過C1與R1構成的環(huán)路進行釋放。此階段電流環(huán)路如圖4a所示。

2）t1～t2時間段t1時刻，開關管關斷，電流Im上升到最大電流Iimp。由于電感的續(xù)流作用，Lm和Lr通過開關管并聯(lián)的Cds進行續(xù)流充電。Cds的容量相對于Lm和Lr較小，且該充電時間比較短，通常視為恒流充電，充電電流為最大電流Iimp。直到t2時刻，Cds兩端的電壓抬升到U1，變壓器二次側的D2開始正向導通，輸出電壓為Uo。此階段電流環(huán)路如圖4b所示。

圖4 不同時間段電流環(huán)路

3）t2～t3時間段t2時刻，變壓器二次側導通，Lm開始向變壓器二次側傳輸能量，Lm兩端電壓被二次側箝位到Uf，Lr中電流繼續(xù)向Cds充電。t3時刻，Cds兩端電壓抬升到U2時，D1導通，Lr中電流給C1充電。此階段電流環(huán)路如圖4c所示。

4）t3～t4時間段t3時刻，D1導通，Lr中的電流同時向Cds和C1充電。由于C1的容量相對于Cds較大，Lr中的電流迅速下降，通常認為Lr中的能量全部被C1吸收，且UC1基本無變化。t4時刻，Lr中的能量全部轉移到C1中，此時Uds到達U3。此階段電流環(huán)路如圖4d所示。

5）t4～t6時間段t4時刻，Lr中的能量全部轉移到C1中，Lr電流下降為0 A，電壓變?yōu)? V，D1截止。由于變壓器二次側導通，Lm兩端電壓被箝位為Uf，Lr和Cds進行諧振，直到t5時刻，諧振結束，開關管兩端電壓變?yōu)閁1。保持Uds不變，直到t6。此階段電流環(huán)路如圖4e所示。

6）t6～t7時間段t6時刻，Lm中的能量為0 J，二次側D2截止，Lm兩端的電壓不再被箝位。此時，Lm、Lr和Cds進行諧振。直到t7時刻，諧振結束，Uds變?yōu)?V。此階段電流環(huán)路如圖4f所示。

3 RCD參數(shù)設計

3.1 C1設計

在反激變換器中，變壓器制作時磁芯之間會存在氣隙，產(chǎn)生漏感。氣隙過大，漏感較大，在高頻下容易產(chǎn)生尖峰電壓，致使開關器件電壓應力過大而損壞；氣隙過小，變壓器容易磁飽和，導致變壓器發(fā)熱燒毀。因此，在實際設計中，需要調節(jié)變壓器氣隙，通常在工程應用中，采用添加紙屑或磨氣隙的方法來調節(jié)漏感的大小。

在開關管開通過程中，漏感儲存的能量為

式中：T為開關周期；D為占空比。C1在穩(wěn)態(tài)時電容中變化的能量為

Cds容量較小，C1的容量遠大于Cds，通常認為漏感中儲存的能量全部轉移到C1中。

式中：WC1為C1變換的能量；k為C1兩端最低電壓相對于最高電壓的比值，0＜k＜1。根據(jù)能量守恒，Lr中的能量等于C1中變換的能量，結合式（3）可得：

開關管選型的漏源電壓為UDSS，實際工作中開關管所承受的最大漏源電壓為

為了保證開關管能正常安全工作，需滿足

根據(jù)文獻［1］所述，反激變換器正常工作時，為了不影響變壓器一次側Lm中儲存的能量向二次側傳輸，提高傳輸效率，UL應大于Uf，即

聯(lián)立式（4）得：

3.2 R1設計

反激變換器中Lr的能量被C1吸收，而C1的能量又全部被R1所消耗。C1兩端電壓變化近似為線性變化，為了簡化計算，取平均電壓為電阻兩端的電壓。根據(jù)前面的理論分析，在1 個周期中，只有在t3～t4時間段內R1不耗C1能量，且該時間段非常短，相對于整個周期，可以忽略不計，因此認為整個周期時間內，R1都在消耗C1儲存的能量。R1所消耗的能量為

聯(lián)立式（3）和式（10）得：

3.3 D1設計

根據(jù)上述原理分析，D1的關斷的時間是在t0～t3和t4～t7時間段內，導通的時間是在t3～t4時間段內。在D1關斷時，D1兩端承受的反向電壓為

D1導通時，正向導通電流最大值為通過電感中的最大電流值，即

理論分析中的二極管為理想狀態(tài)，而實際的二極管存在正反向恢復時間，在這段時間中，二極管相當于導通狀態(tài)，造成開關管兩端電壓產(chǎn)生一定的震蕩，同時二極管自身的功耗也會造成一部分的能量損耗。因此在二極管選型中，為了保證二極管能安全正常工作，通常需要選擇反向耐壓和最大導通電流大于反向電壓和正向最大導通電流的1.2 倍，并且功耗小，反向恢復時間短的超快恢復二極管。

4 實驗設計及實驗結果分析

4.1 實驗參數(shù)計算及實驗結果分析

當輸入電壓為24 V，k取0.9，根據(jù)上述原理分析計算Iimp為1.318 A。C1選取范圍為62.3～342 nF，實驗當中選取電容141 nF。根據(jù)實際選取的電容，計算電阻為450 Ω，實驗條件所限，選用阻值為487 Ω 的電阻替代。通過二極管的最大峰值電流為1.318 A，最大反向電壓為37.4 V。實驗采用MURS120T3G 型號超快恢復二極管，根據(jù)數(shù)據(jù)手冊，最大反向電壓為200V，最大峰值電流為2A，正向導通壓降為0.79 V，反向恢復時間為25 ns，滿足1.2倍安全裕量的實驗需求。根據(jù)設計的參數(shù)進行實驗，實驗波形如圖5～8所示。

根據(jù)圖5的Uds波形顯示，在開關管開通后，當電感電流下降到0 A時，電壓達到最大值為39.4 V，波形變化與理論分析波形一致。根據(jù)圖6的UC1波形顯示，UH為13.4 V，UL為12.4 V，兩端電壓基本變化不大，計算k值為0.925，與實驗設計的0.9基本吻合；整個波形變化與理論分析一致。綜合圖5～6，根據(jù)公式（1）計算得UH為37.4 V，與實驗測得的最大值39.4 V相差2 V。由于理論分析中的二極管為理想二極管，而實驗中的二極管兩端正向導通壓降為0.79 V，存在功耗問題，且二極管正反向恢復時間，會導致電壓存在一定震蕩，造成電壓略大于理論計算。根據(jù)圖7變壓器輸出兩端電壓波形顯示，并結合理論分析，在t3～t6時間段內，D2導通，電壓被箝位為24V，t6～t7時間段內，變壓器一次側存在諧振，造成二次側的電壓震蕩。根據(jù)圖8的Uo波形顯示，電壓基本穩(wěn)定在24V，符合理論分析與實驗設計。

圖5 Uds波形

圖6 UC1波形

圖7 變壓器二次側輸出端電壓波形

圖8 Uo波形

4.2 Cds對Uds波形的影響

通過測試發(fā)現(xiàn)，在圖3 中的t6～t7時間段，電壓震蕩波較多，且震蕩時間相對于整個周期比例較大。根據(jù)理論分析，該時間段內，Lr、Lm和Cds存在諧振，變壓器不進行能量傳遞。因此，通過改變Cds的大小，來研究其對諧振時間和振蕩次數(shù)的影響。

圖9 不同Cds時Uds波形

圖9 所示為Uds波形，試驗使用的開關管為IPD78CN10NG，Cds約為70 pF，通過并聯(lián)電容來增大Cds的容量，圖9 a 為Cds取70 pF 時的波形，圖9 b為在開關管兩端并聯(lián)220 pF獨石電容的波形，圖9 c為在圖9 b的基礎上并聯(lián)1個330 pF電容的波形。通過圖9 的波形對比發(fā)現(xiàn)，震蕩時間約為5 μs，最大震蕩幅值約為24.4V，震蕩波的個數(shù)分別為9個、7個、6個，說明改變Cds的大小，對Lr、Lm、Cds諧振的時間和幅值無影響；當Cds增大，會減少震蕩波個數(shù)。但Cds增大，必然會影響開關管的關斷時間，并增大開關管的發(fā)熱量。因此，在工程應用中，若需要減少諧振振蕩的個數(shù)，可以適當選取Cds較大的開關管，或設計開關管的緩沖電路，但同時需權衡開關管的關斷時間和發(fā)熱問題。

5 結論

分析了反激變換器RCD電路在開關管開通和關斷的各個時間段內，諧振電容和寄生電容的電壓波形變化、漏感的電流波形變化。根據(jù)分析，推導了箝位電阻、箝位電容和箝位二極管的計算公式和選擇范圍。對分析結果進行了驗證，實驗波形與理論分析基本一致，發(fā)現(xiàn)寄生電容大小對開關管兩端電壓波形的震蕩次數(shù)產(chǎn)生影響，為工程應用時開關管的選型提供指導作用。