單級與雙級Boost變換器微能量收集電路的對比研究

張云睿，張一鳴，王旭紅，田德志

（北京工業(yè)大學 信息學部，北京 100124）

0 引 言

近年來，微機電系統(tǒng)（Micro-Electro-Mechanical System，MEMS）、無線傳感器網(wǎng)絡（Wireless Sensor Networks，WSNs）、智能穿戴設備與物聯(lián)網(wǎng)（Internet of Things，IoT）技術快速發(fā)展，使得微型電子設備在醫(yī)學、航天、軍事及監(jiān)測等領域得到了廣泛運用[1-3]。然而，在微型電子設備供能方面，傳統(tǒng)電池的局限性也表現(xiàn)得更加突出，如設備數(shù)量上升帶來的電池更換與維護問題、大量的報廢電池帶來的環(huán)境保護問題以及電池壽命對設備壽命限制的問題等。因此，設備的自供能技術成為目前克服傳統(tǒng)供能方案的最好選擇。自供能設備的電能主要來源有熱能、振動能、太陽能、電磁能與生物能等[4-6]。傳統(tǒng)的微能量收集系統(tǒng)采用單級Boost變換器方案[7-9]，結構如圖1所示。

圖1 傳統(tǒng)微能量收集電路結構

微能量收集電路的特點有輸入電壓低、功率小、電壓傳輸比高、電路損耗低等，因此微能量收集電路的設計難點有：（1）輸入電壓低，功率小，導致開關變換器的效率很難提升；（2）整流電路存在較大的比較分壓，導致整流電路輸出電壓更低，這就要求輸入端電壓閾值足夠高；（3）高效率與高變比的平衡[4]。

1 微能量收集系統(tǒng)的設計

考慮到實際應用環(huán)境，微能量系統(tǒng)遵從的設計原則主要是低功耗、高效率和高電壓傳輸比。具體來說：（1）低功耗要求電路結構與控制結構盡可能簡潔；（2）高效率要求開關頻率既不能太高也不能過低，開關頻率過高會限制占空比上限而限制電壓傳輸比，也會增加系統(tǒng)的電壓應力，導致系統(tǒng)效率降低，開關頻率太低則會增加電感與電容體積，降低功率密度；（3）高電壓傳輸比存儲方式便于系統(tǒng)內(nèi)組網(wǎng)供能，并滿足了電源高兼容性的要求。

為了便于對比分析，負載選為純阻性負載，系統(tǒng)設計參數(shù)為：

（1）輸入直流電壓范圍Uin：0.6～3.3 V；

（2）鋰電池充電電壓Uout：25.2 V；

（3）輸出電流Iout：0.2 A；

（4）輸出電壓紋波變化量小于2%。

電壓傳輸比為42。若使用傳統(tǒng)單級式Boost變換器，根據(jù)式（1）可得開關管開關占空比D范圍為86.9%～97.62%。

在忽略各種歐姆損耗的情況下，開關變換器的變換系數(shù)M與負載電流無關，但通常考慮到歐姆損耗，變換系數(shù)M一般限制在4～5。目前，技術發(fā)展變換系數(shù)上限也在不斷上升，因此在本文中將電壓傳輸比設定較高。

2 傳統(tǒng)單級Boost微能量收集系統(tǒng)分析

應用場合的不同使得傳統(tǒng)單級Boost微能量收集系統(tǒng)的設計方案眾多[10-11]。為了便于分析，本文將研究情形設定為應用于直流源輸入的微能量收集系統(tǒng)，前級輸入功率足夠且Boost變換器工作在CCM模式。傳統(tǒng)單級Boost變換器拓撲如圖2所示。

圖2 Boost變換器基本拓撲

根據(jù)電感伏秒平衡、電容安秒平衡特性以及CCM模式與DCM模式的臨界條件，可推導出電感取值公式、電容取值公式、電感峰值電流計算公式以及開通損耗計算公式：

式中：L為電感大小，C為電容大小，D為占空比，Uout為輸出電壓，Ts為開關周期，Pon為開通損耗，Rds(on)為開關管導通電阻。

一方面，為了滿足在下限輸入電壓情況下的運行條件，按照最高占空比97.6%進行計算。另一方面，考慮到關斷占空比為2.4%，需要保證電感有足夠長的時間給電容和負載供電，因此開關頻率不能太高。綜合臨界條件計算，所得的設定參數(shù)如表1所示。

表1 單級Boost變換器關鍵參數(shù)

此外，可計算出電感峰值電流ΔIL=14.64 A。當Rds(on)=44 mΩ時（以下計算均按此參數(shù)），開通損耗Pon=2.19 W。

圖3 單級Boost變換器Simulink建模

圖4 穩(wěn)態(tài)下主要電壓電流波形

Matlab仿真建模及結果分別如圖3和圖4所示?？梢钥闯?，仿真結果基本與理論計算一致。式（5）中亦可反映出：開關管驅動信號占空比過高，導致通態(tài)時間長，主要損耗集中在通態(tài)上。為降低開關管通態(tài)損耗，在Boost變換器工作在CCM模式的前提下，選取合適電感值與電容值，使得電感電流波形接近臨界連續(xù)狀態(tài)，以降低開關管平均電流來降低開通損耗。由圖4仿真波形，可以計算出開關管通態(tài)仿真損耗為Pon≈2.54 W，略高于理論計算值，可近似得出此設計下單級Boost變換器的效率η≈Uout·Iout/(Uout·Iout+Pon)=66.5%。

3 兩級Boost變換器微能量收集方案

3.1 基本原理

在選定開關頻率的前提下，降低微能量收集變換器的整體功耗成為系統(tǒng)設計的重要目標。理論上，降低Boost變換器的功耗需要降低電壓傳輸比。具體上，可通過減小開關信號的占空比達到縮短開關管在周期內(nèi)的通態(tài)時長的效果。此外，整個系統(tǒng)的設計目標是降低能量損耗，因此不能只考慮功率指標，還要考慮工作時間長度。綜合以上問題，兩級Boost開關變換器分時傳輸方案成為平衡上述問題的良好選擇，結構框圖如圖5所示。

該方案的特點是兩級Boost變換器中間加入的中繼儲能裝置（如電池、超級電容等），前級Boost變換器保證高效率收集能量，后級Boost變換器縮短能量存儲時間，即充電時間。具體工作過程：由第一級Boost升壓變換器實現(xiàn)從輸入源到中繼存儲電池的高效電能存儲；當中繼能量存儲閾值達到后，通過物理開關進行切換，此時富電存儲器成為二級Boost變換器的能量來源，負電存儲器接替進行前級能量收集。中繼儲能器的作用有兩個：一是作為電壓升壓傳輸?shù)碾A梯，降低電壓傳輸高變比導致的電壓應力；二是為二級Boost提供穩(wěn)定且較大功率電能輸入源，也為二級能量快速存儲提供條件。最終，推導該方案的能量損耗與單級Boost變換器能量損耗公式如下：

其中，Wd-loss為雙級Boost變換器在t0時間內(nèi)的總損耗，Ws-loss為單級Boost變換器在t0時間內(nèi)的總損耗，t0為中繼儲能器的充放周期，tl為中繼儲能器的充電時間，t2為中繼儲能器的放電時間，Pin1、Pin2、ηl、η2分別為第一級與第二級Boost變換器的輸入功率與效率，Ploss1、Ploss2分別為雙級Boost變換器的第一級與第二級損耗功率，Ploss0為單級Boost變換器方案的損耗功率。通過中繼儲能器的分時控制方式，實現(xiàn)一級Boost變換器持續(xù)工作，二級Boost在中繼儲能器滿充電壓閾值達到后開始工作。中繼能量存儲器選擇3.7 V鋰電池，其充電電壓為4.2 V。為了簡化分析，在此將電池看作恒負載，充電電流設定為0.2 A。因為二級Boost輸入源為中繼存儲電池，其能提供的功率更大，所以后級充電電流較單級更大設定為0.5 A。由以上公式可得，選擇不同容量的中繼電池可調(diào)節(jié)tl與t2的時間分配，達到降低能耗控制效果?；诖嗽恚谝?、二級Boost變換器可以獨立進行建模分析。

圖5 兩級Boost變換器微能量收集系統(tǒng)電路框圖

3.2 兩級Boost仿真分析

兩級Boost關鍵參數(shù)設定如表2所示，仿真結果如圖6與圖7所示。

表2 兩級Boost變換器仿真參數(shù)

由此可以計算出第一、二級Boost升壓變換器損耗功率Ploss1≈0.05 W和Ploss2≈0.41 W，因此有Wd-loss=0.05t1+0.46t2。

4 實驗結果與分析

在t0時間段內(nèi)，單級Boost變換器、兩級Boost變換器的能量損耗分別為Ws-loss=2.54t0和Wd-loss=0.05t1+0.46t2，其中 t0=t1+t2，顯然 Ws-loss＞ Wd-loss。兩級Boost變換器分時控制模式下，損耗明顯較單級Boost變換器低。在實際應用過程中考慮線路及二極管等損耗，效率差別將會更加顯著。經(jīng)過對比仿真驗證可得，單級與雙級Boost變換器方案對于微能量收集應用的優(yōu)缺點如表3所示。

5 結 論

本文針對微能量收集系統(tǒng)，對單級Boost變換器方案與雙級Boost變換器方案進行對比研究。同時，首次在微能量系統(tǒng)電路設計上提出了雙級Boost變換器分時控制方式。通過理論計算與Matlab建模仿真對兩種微能量收集方案的功耗情況進行詳細分析得出：雙級Boost變換器方案很好地解決了微能量收集系統(tǒng)電壓傳輸比高、功耗大的問題，可為微能量收集系統(tǒng)電路設計提供一種新的思路。

圖6 第一級Boost升壓變換器關鍵參數(shù)仿真波形

圖7 第二級Boost升壓變換器關鍵參數(shù)仿真波形

表3 單級與雙級Boost變換器優(yōu)缺點