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      電網(wǎng)阻抗適應(yīng)型船舶并網(wǎng)逆變器諧波抑制策略研究

      2019-12-26 06:06:10傅曉紅
      船舶 2019年6期
      關(guān)鍵詞:單相諧振電感

      劉 淵 陳 濤 傅曉紅 夏 駿

      (中國船舶及海洋工程設(shè)計(jì)研究院 上海200011)

      引 言

      根據(jù)國際油輪船東協(xié)會(huì)的研究報(bào)告,目前航運(yùn)業(yè)每年約消耗20 億桶燃油,排放超過12 億噸的CO2,約占全球總排放量的6%[1]。為有效控制碳排放,基于能源效率與CO2聯(lián)系的緊密性,IMO設(shè)立了EEDI 標(biāo)準(zhǔn),EEDI 就是船舶消耗的能量換算成CO2排量和船舶有效能量換算成CO2排量的比例指數(shù)[2]。EEDI 指數(shù)越高,能源效率越低[3-4]??稍偕茉吹囊肽苡行Ы档虴EDI 指數(shù),為此,可再生能源在船舶上的應(yīng)用引起越來越多的關(guān)注[5-19]。可再生能源通過并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)連接,并網(wǎng)逆變器通常采用PWM 調(diào)制方式,輸出電流帶有大量PWM 諧波。為避免PWM 諧波進(jìn)入電網(wǎng),干擾電網(wǎng)正常運(yùn)行,需要在逆變器與電網(wǎng)間加入濾波器。近年來,LCL 及LLCL 等高階濾波器備受關(guān)注[20-22],其能大幅降低濾波電感使用。高階濾波器的諧振環(huán)節(jié)會(huì)在系統(tǒng)中引入諧振,常用的諧振抑制策略包括無源阻尼[20-21]和有源阻尼策略[22-23]。文獻(xiàn)[20]提出的無源阻尼策略能有效抑制船舶光伏逆變器的諧振尖峰并加強(qiáng)諧波衰減能力。文獻(xiàn)[22]采用逆變器側(cè)電感電壓前饋的有源阻尼方式抑制高階濾波器諧振,能有效保證系統(tǒng)穩(wěn)定。針對(duì)船舶電網(wǎng),開展電網(wǎng)阻抗適應(yīng)型船舶并網(wǎng)逆變器諧波抑制策略研究,對(duì)船舶電網(wǎng)的諧波抑制以及安全穩(wěn)定運(yùn)行具有較大意義。

      圖1 為船用多逆變器并聯(lián)系統(tǒng),多臺(tái)逆變器通過變壓器連接在公共耦合端PCC。

      圖1 船用多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)

      文獻(xiàn)[24]中指出,當(dāng)有多臺(tái)逆變器并聯(lián)在公共耦合端,對(duì)于每臺(tái)逆變器來說,它們的等效電網(wǎng)阻抗會(huì)大幅增大。等效電網(wǎng)阻抗的變化會(huì)導(dǎo)致基于高階濾波器并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)諧振峰偏移,從而使設(shè)計(jì)的阻尼方式失效?;诘刃Т半娋W(wǎng)參數(shù)變化,本文將以LCL 濾波器為例,針對(duì)船舶電網(wǎng)特點(diǎn),提出一種電網(wǎng)阻抗適應(yīng)型船舶光伏并網(wǎng)逆變器諧波抑制策略,并確保在等效電網(wǎng)阻抗變化時(shí),單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)定性及諧波抑制的有效性。

      1 理論基礎(chǔ)

      1.1 基于LCL濾波器的單相并網(wǎng)逆變器建模

      圖2 是采用網(wǎng)側(cè)電流反饋的基于LCL 濾波器單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)圖,圖3 為采用網(wǎng)側(cè)電流反饋的基于LCL 濾波器單相并網(wǎng)逆變器控制框圖。其中:Ginν是逆變器增益,其值為逆變器直流輸入電壓Udc與三角載波幅值Utri之比;L1為濾波器逆變器側(cè)電感;L2為逆變器網(wǎng)側(cè)電感;Lg為電網(wǎng)等效電感;Cf為濾波器電容;電網(wǎng)基波頻率fo= 50 Hz。

      根據(jù)梅森公式,可以得到并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流與逆變器輸出電壓的開環(huán)傳遞函數(shù)式(1)。

      圖2 基于LCL濾波器單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)圖

      圖3 基于LCL濾波器單相并網(wǎng)逆變器控制框圖

      可以看出,濾波器的諧振頻率如式(2)所示。

      1.2 電網(wǎng)參數(shù)變化分析

      逆變器至變壓器的電纜等效阻抗ZT為變壓器短路阻抗;ZC2為變壓器至PCC 的等效電纜電抗;ZG為發(fā)電機(jī)等效電抗;ig1-ign為逆變器輸出電流;igN為N臺(tái)逆變器總并網(wǎng)電流;ug1-ugn為逆變器并網(wǎng)電流;Ug為發(fā)電機(jī)電壓。

      圖4 多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)模型

      此處假設(shè)逆變器全部相同,即

      當(dāng)逆變器全部并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),

      當(dāng)單臺(tái)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),

      由此可見,對(duì)于單臺(tái)并網(wǎng)逆變器,電網(wǎng)等效阻抗在多逆變器并聯(lián)時(shí),會(huì)發(fā)生大范圍的變化。當(dāng)ZC1遠(yuǎn)小于ZT+ZC2+ZG,N臺(tái)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí),對(duì)于單臺(tái)逆變器的等效電網(wǎng)阻抗為單臺(tái)運(yùn)行時(shí)的N倍。電網(wǎng)阻抗主要包括變壓器短路阻抗Zg、線路阻抗ZC1、ZC2以及發(fā)電機(jī)阻抗Zs。

      假設(shè)有20 臺(tái)2 kW/220 V/50 Hz 的逆變器,總功率為40 kW,各自通過50 m 的電纜并聯(lián)在變壓器上,變壓器通過100 m 電纜連接至400 kW 船用柴油發(fā)電機(jī)。電網(wǎng)阻抗按下述方法選?。?/p>

      (1)考慮容量裕度,選擇變壓器額定功率SNT= 50 kVA,短路電抗標(biāo)幺值xdT″=2.9%,忽略電阻,短路阻抗2π/ 50 = 0.089 mH;

      (2)發(fā)電機(jī)額定功率SNG= 400 kW,短路電抗標(biāo)幺值xdG″= 0.12,短路阻抗= 0.12×4002/ 400 / 2π/ 50 = 0.15 mH (發(fā)電機(jī)選取0.12短路電抗);

      (3)線路阻抗在本文中當(dāng)作純電感考慮。線路阻抗包含逆變器至變壓器段以及變壓器至發(fā)電機(jī)兩段,PCC 端至發(fā)電機(jī)電纜較短,此處忽略。根據(jù)電流大小,逆變器至變壓器段選擇2.5 mm2的電纜,線路的電抗0.102 mΩ/m,該段線路的阻抗ZC1= 50×0.102 / 2π/ 50 = 0.016 mH,變壓器至發(fā)電機(jī)段選用95 mm2,線路的電抗0.0809 mΩ/m。電纜阻抗ZC2=100×0.0809 / 2π/ 50 = 0.026 mH。

      最小的電網(wǎng)電感Lgmin選為 0 mH,此處認(rèn)為逆變器離網(wǎng)運(yùn)行模式下取最小電感。當(dāng)所有的并聯(lián)逆變器都工作時(shí),可以得到最大的電網(wǎng)電感Lgmax= 0.016 +(0.089 + 0.15 + 0.026)×20 = 5.316 mH。

      圖5 為電網(wǎng)等效阻抗變化時(shí)Gui-ig伯德圖,可以看出,LCL 濾波器會(huì)在系統(tǒng)中引入諧振,影響系統(tǒng)穩(wěn)定性,需要采用諧振抑制策略抑制諧振。

      等效電網(wǎng)阻抗大范圍變化時(shí),LCL 諧振峰出現(xiàn)了大范圍的變化,這將導(dǎo)致常用的諧振抑制策略失效。因此,以LCL 濾波器為例,本文提出一種電網(wǎng)阻抗適應(yīng)型船舶并網(wǎng)逆變器諧波抑制策略,在電網(wǎng)阻抗大范圍變化時(shí),并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)能保持穩(wěn)定。

      圖5 電網(wǎng)等效阻抗變化時(shí)Gig-ui伯德圖

      2 電網(wǎng)阻抗適應(yīng)型船舶并網(wǎng)逆變器諧波抑制策略設(shè)計(jì)

      基于上述分析,以LCL 濾波器為例,本文提出了一種電網(wǎng)阻抗適應(yīng)型船舶并網(wǎng)逆變器諧波抑制策略,能在電網(wǎng)參數(shù)變化時(shí),保證基于LCL 濾波器并網(wǎng)逆變器的大范圍穩(wěn)定性。

      此處,選定單相逆變器為研究對(duì)象,額定輸出功率為Prated= 2 kW,逆變器直流輸入母線電壓為Udc= 350 V,電網(wǎng)電壓Ug= 220 V,開關(guān)頻率為fs= 20 kHz,基波頻率為fo= 50 Hz。

      2.1 逆變器側(cè)電感L1設(shè)計(jì)

      逆變器側(cè)電感L1的選擇取決于電感電流紋波,通常選取15%~30%的額定電流,本文選定20%為設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)。此處,設(shè)定額定輸出電壓為Ug,額定輸出電流峰值為Iref,逆變器側(cè)電感電流紋波為ΔIripple。單相逆變器采用單極性正弦脈寬調(diào)制(SPWM)時(shí),電感電流紋波與濾波電感有如下關(guān)系[25]:

      式中:d表示占空比。當(dāng)占空比d= 1/2 時(shí),電感L1的下限值為:

      根據(jù)現(xiàn)有參數(shù),此處選擇逆變器側(cè)電感L1= 1.8 mH。

      2.2 濾波電容Cf 的設(shè)計(jì)

      濾波電容Cf的選擇決定逆變器產(chǎn)生的無功功率大小,這里限定逆變器產(chǎn)生的無功功率小于5%額定功率:

      根據(jù)現(xiàn)有參數(shù),此處選擇逆變器濾波電容Cf= 2μF。

      2.3 網(wǎng)側(cè)濾波電感L2的設(shè)計(jì)

      對(duì)于LCL 型濾波器而言,L2的選取原則取決于開關(guān)頻率附近的并網(wǎng)電流諧波低于0.3%,由于L1和Cf已經(jīng)確定,L2的計(jì)算可以依據(jù)公式(6)得到[21]:

      式中:J1( πα)和J(3πα)分別表示對(duì)應(yīng)于開關(guān)頻率的1、3 次邊頻帶諧波的貝塞爾函數(shù)。

      由式(7)可以看出,濾波器總電感量的增大有助于抑制入網(wǎng)諧波。因此保證諧波質(zhì)量,只需要保證電網(wǎng)電感最小時(shí),入網(wǎng)諧波最小。根據(jù)現(xiàn)有參數(shù),此處選擇電網(wǎng)側(cè)濾波電感L2=1.8 mH。

      2.4 阻尼設(shè)計(jì)

      文獻(xiàn)[26]指出,濾波器電容兩端并聯(lián)Rd-Cd的無源阻尼方式產(chǎn)生的阻尼功率損耗最小,因此本文選用并聯(lián)Rd-Cd的無源阻尼方式,其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖6 所示。

      圖6 電容端并聯(lián) Rd -Cd 的無源阻尼方式

      文獻(xiàn)[21]提出, LCL 型濾波器的Rd-Cd無源阻尼方案的約束條件如式(8)所示。

      式中:ωr表示濾波器的諧振頻率。當(dāng)阻尼電阻由0 Ω 到∞Ω 變化時(shí),ωr可近似為

      于是,阻尼參數(shù)Rd的選取依據(jù)為

      f d可以簡化為

      將設(shè)計(jì)好的參數(shù)代入上式,求出阻尼Rd的取值范圍為37.9 Ω ≤Rd≤42.4 Ω。若計(jì)算結(jié)果顯示Rd無有效區(qū)間,則返回重新設(shè)計(jì)L2。因此,最后確定的LCL 無源阻尼方案所增加的Rd-Cd支路的參數(shù)為 :Rd= 40 Ω,Cd= 2μF。

      2.5 控制器設(shè)計(jì)

      采用電容兩端并聯(lián)Rd-Cd的無源阻尼方式的基于LCL 濾波器單相并網(wǎng)逆變器開環(huán)傳遞函數(shù)如式(12)所示。

      其中,局部系統(tǒng)傳遞函數(shù)如式(13)所示。

      為抑制低次諧波,本文選擇PR+HC控制方式,PR+HC控制器的傳遞函數(shù)如下:

      其中Kih為各2h-1 次諧振補(bǔ)償?shù)脑鲆?,?是電網(wǎng)角頻率。在穿越頻率fc之后,PR控制器可以簡化為Kp[27]。fc_plant是局部系統(tǒng)的相位穿越-180°的頻率。

      為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及魯棒性,在電網(wǎng)電感最大及最小時(shí),系統(tǒng)相位裕度GM應(yīng)大于0 dB,相位裕度PM應(yīng)大于45°。系統(tǒng)幅值裕度及相位裕度分別為式(15)及(16)。

      為保證系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能,系統(tǒng)帶寬應(yīng)盡可能大,此處選擇Kp= 0.85,Kih= 7。電網(wǎng)電感最大時(shí),帶寬為371 Hz。此時(shí)系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖如圖7 所示。

      圖8 為Kp= 0.85 時(shí)電網(wǎng)等效阻抗變化時(shí)開環(huán)系統(tǒng)幅值裕度與相位裕度,可以看出,系統(tǒng)在電網(wǎng)等效阻抗變化時(shí)保持穩(wěn)定。下頁圖9 為設(shè)計(jì)流程圖。

      圖7 電網(wǎng)等效阻抗變化時(shí)開環(huán)系統(tǒng)Gopen-loop伯德圖

      圖8 電網(wǎng)等效阻抗變化時(shí)開環(huán)系統(tǒng)幅值裕度與相位裕度

      圖9 設(shè)計(jì)流程圖

      3 仿真驗(yàn)證

      本文選用PSIM 仿真軟件,基于上文的計(jì)算分析,搭建了系統(tǒng)仿真平臺(tái)。

      圖10 為Lg= 5.316 mH 時(shí) 基于LCL濾波器單相并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流,THD= 0.06%;圖11 為Lg= 0 mH 基于LCL 濾波器單相并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流,THD= 0.26%。可以看出:入網(wǎng)電流在電網(wǎng)電感大范圍變化時(shí)系統(tǒng)穩(wěn)定,且入網(wǎng)電流THD 值小,諧波抑制有效。

      中國船級(jí)社(CCS)規(guī)定,船舶電網(wǎng)暫態(tài)電壓波動(dòng)允許±20%。本文在Lg= 5.316 mH 時(shí),t= 0.3 s時(shí)增大20%并網(wǎng)電壓,圖12 為Lg= 5.316 mH 時(shí),單相并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流波形ig及電網(wǎng)電壓ug??梢钥闯觯粋€(gè)周期內(nèi)入網(wǎng)電流恢復(fù)穩(wěn)定,系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能良好。

      圖10 基于LCL濾波器單相并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流Lg = 5.316 mH THD = 0.06%

      圖11 基于LCL濾波器單相并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流Lg = 0 mH THD = 0.26%

      圖12 Lg = 5.316 mH時(shí)單相并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流波形及電網(wǎng)電壓ug(t = 0.3 s ug增大20%)

      4 結(jié) 語

      本文以船舶并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)為例,分析了船用并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)等效電網(wǎng)阻抗的大范圍變化特征;結(jié)合LCL 濾波器性能指標(biāo)以及阻抗區(qū)的概念,設(shè)計(jì)了并聯(lián)RC 阻尼的LCL 濾波器結(jié)構(gòu),并給出了具體設(shè)計(jì)流程。仿真結(jié)果顯示,本文所提出的設(shè)計(jì)方法可以有效抑制逆變器所產(chǎn)生的諧波,并維持基于LCL 濾波器的船舶并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)在等效電網(wǎng)阻抗大范圍變化時(shí)的穩(wěn)定性。

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