基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器控制策略研究

詹國(guó)敏，肖遙，張弘，趙興國(guó)

(江蘇輝倫太陽(yáng)能科技有限公司，南京 210000)

0 引言

最近5年，光伏發(fā)電技術(shù)廣泛應(yīng)用，裝機(jī)容量迅速擴(kuò)大，特別是在各國(guó)政府大力補(bǔ)貼促進(jìn)下，家庭戶用光伏實(shí)現(xiàn)跨越式發(fā)展。但是光伏新能源受天氣影響存在發(fā)電間歇性和不可控性。在沒(méi)有儲(chǔ)能功能前，大規(guī)模直接并入電網(wǎng)，帶來(lái)了很大的沖擊，影響了電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行。同時(shí)由于家庭戶用的負(fù)載特性和光伏發(fā)電在時(shí)間上不一致，造成電網(wǎng)的新能源消納問(wèn)題。加入儲(chǔ)能環(huán)節(jié)，可以平滑光伏發(fā)電輸出，移峰填谷，大幅提高自發(fā)自用效率［1］。

基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器，直接串聯(lián)在現(xiàn)有的光伏組件陣列和光伏逆變器之間，將光伏組件輸出能量全部存儲(chǔ)在鋰電池中，然后系統(tǒng)輸出實(shí)時(shí)跟蹤負(fù)載功率，實(shí)現(xiàn)零能耗住宅系統(tǒng)［2］。與傳統(tǒng)直流耦合系統(tǒng)相比，成本低，靈活性好，無(wú)須改變現(xiàn)有光伏系統(tǒng)設(shè)備［3］。與傳統(tǒng)交流耦合系統(tǒng)相比，成本更低，效率更高。用戶白天負(fù)載比較少，晚上比較多，白天光伏發(fā)電需要儲(chǔ)存起來(lái)晚上再用，光伏組件通過(guò)三端口虛擬最大功率點(diǎn)跟蹤太陽(yáng)能控制器(MPPT)的直流耦合儲(chǔ)能變換器把電儲(chǔ)存到蓄電池，效率可達(dá)97%以上。傳統(tǒng)交流耦合系統(tǒng)，光伏先要通過(guò)逆變器變成交流電，再通過(guò)雙向變流器變成直流電，效率會(huì)降到90%左右［4］。同時(shí)帶有離網(wǎng)輸出功能的逆變器配合三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器，具有持續(xù)穩(wěn)定的不間斷電源(UPS)備電備災(zāi)功能。

對(duì)并網(wǎng)要求苛刻的國(guó)家，如日本，可以有效規(guī)避傳統(tǒng)交流耦合系統(tǒng)所需的復(fù)雜JET認(rèn)證，極大地滿足市場(chǎng)需求。

1 三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，具有1個(gè)MPPT輸入模塊101，輸入電壓端子是PV+，PV－;1個(gè)虛擬 MPPT輸出模塊102，輸出端子是INV+，INV－;1個(gè)150 V高壓電池端口BAT+，BAT－。MPPT輸入模塊101采用降壓補(bǔ)償(BUCK)電路實(shí)現(xiàn)對(duì)原有組件陣列的MPPT跟蹤，將能量存儲(chǔ)在150 V高壓鋰電池中。虛擬MPPT輸出模塊102采用升壓(BOOST)電路模擬輸出原有組件陣列電壓，使輸出電壓具有組件的光伏(PV)特性和安伏(IV)特性。

圖1 三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of a DC-coupled energy storage converter based on three-port virtual MPPT

白天光照充沛時(shí)，三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器前級(jí)BUCK電路實(shí)現(xiàn)降壓MPPT控制，對(duì)鋰電池組充電。后級(jí)BOOST電路根據(jù)負(fù)載變化實(shí)時(shí)輸出相應(yīng)的功率，保證從電網(wǎng)獲取的能量為0，此時(shí)鋰電池放電。前后級(jí)控制環(huán)路相互對(duì)立解耦，極大地降低控制難度。

2 前級(jí)MPPT控制策略研究

基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器的前級(jí)是1個(gè)BUCK電路，輸入接光伏組件陣列，輸出接鋰電池，鋰電池等效為恒壓源與電阻串聯(lián)結(jié)構(gòu)。開(kāi)關(guān)模型如圖2所示。

選取電感電流iL和電容電壓uC12做狀態(tài)量，得到狀態(tài)方程

圖2 前級(jí)BUCK電路開(kāi)關(guān)模型Fig.2 Front-end BUCK circuit switch model

其中

同時(shí) x= ［iL1，uC12］T，u= ［ui，uo］T，

可以得到

考慮系統(tǒng)的擾動(dòng)，直流量加擾動(dòng)交流量［6］，即

最終得到

其中，A=D A1+(1 － D)A2，B=D B1+(1 － D)B2。

假定^u=0，進(jìn)行拉氏變換，于是可以得到

最終得到電感電流和輸出電容電壓的傳遞函數(shù)

BUCK電路輸入電壓Ui=400 V，濾波電感L1=1 mH，濾波電容 C12=820μF×4=3 280μF，鋰電池內(nèi)阻R=50 mΩ，可以得到傳遞函數(shù)

開(kāi)環(huán)BODE圖如圖3所示，可見(jiàn)系統(tǒng)是穩(wěn)定的，相位裕度和增益裕量滿足穩(wěn)定要求，不需要補(bǔ)償。

圖3 直流耦合儲(chǔ)能變換器前級(jí)BODE圖Fig.3 BODE diagram of the front-end DC-coupled energy storage converter

控制直接執(zhí)行MPPT算法，給定光伏組件輸出電壓，與光伏組件輸出電壓做比較，經(jīng)過(guò)比例積分(PI)算法生成占空比，控制BUCK電路。

3 后級(jí)MPPT控制策略研究

基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器的后級(jí)是一個(gè)BOOST電路，輸入接鋰電池正負(fù)極，輸出接光伏逆變器PV輸入端口，開(kāi)關(guān)模型如圖4所示。

圖4 后級(jí)BOOST電路開(kāi)關(guān)模型Fig.4 Back-end BOOST circuit switch model

3.1 鋰電池到虛擬MPPT端口傳遞函數(shù)

選取電感電流iL2和電容電壓uC2做狀態(tài)量，得到狀態(tài)方程

其中

同時(shí) x= ［iL2uC2］，u= ［ubat］。

可以得到

考慮系統(tǒng)的擾動(dòng)，直流量加擾動(dòng)交流量［6］，即d(t)=D+d^(t)，u(t)= ［ubat］，x(t)=X+^x(t) ，忽略二階項(xiàng)，最終得到

其中，A=D A1+(1 － D)A2，B=D B1+(1 － D)B2，進(jìn)行拉氏變換，可以得到

其中

BOOST電路輸入電壓Ubat=150 V，濾波電感L2=1 mH，濾波電容C2=820μF×4=3280μF，輸出功率6 kW，輸出電壓300 V，負(fù)載等效阻抗 RL=15Ω，輸出占空比0.5，可以得到傳遞函數(shù)

3.2 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

后級(jí)虛擬MMPT控制輸出反饋控制系統(tǒng)如圖5所示，Gvd(s)是占空比d(s)到UC2的傳遞函數(shù)，H(s)是反饋系數(shù)，Gc(s)是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)，Gm(s)是PWM脈寬調(diào)制的傳遞函數(shù)。

圖5 直流耦合儲(chǔ)能變換器后級(jí)控制Fig.5 Back-end control of the DC-coupled energy storage converter

H(s) 反饋系數(shù)為1，Gm(s)=1/Vm，Vm是 PWM調(diào)制器中的鋸齒波幅值，這里取10。無(wú)補(bǔ)償開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)

直流耦合儲(chǔ)能變換器后級(jí)未補(bǔ)償BODE圖如圖6所示。

圖6中，系統(tǒng)的相位裕度為負(fù)，增益裕量也不滿足要求，一般要求相位裕度大于45°，增益裕量大于10 dB。因此需要加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)，提高系統(tǒng)的相位裕度和增益裕量［8］。

選擇超前滯后系統(tǒng)為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。因?yàn)樵瘮?shù)G0(s)有2個(gè)相似的極點(diǎn)，并且極點(diǎn)頻率是，我們將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的2個(gè)零點(diǎn)設(shè)計(jì)在原始回路極點(diǎn)的0.5倍處［9］，即

原始回路有零點(diǎn)，則

圖6 直流耦合儲(chǔ)能變換器后級(jí)未補(bǔ)償BODE圖Fig.6 Back-end uncompensated BODE diagram of the DC-coupled energy storage converter

補(bǔ)償傳遞函數(shù)

經(jīng)過(guò)補(bǔ)償后的開(kāi)環(huán)BODE圖如圖7所示，相位裕度和增益裕量滿足設(shè)計(jì)要求。

圖7 直流耦合儲(chǔ)能變換器后級(jí)補(bǔ)償BODE圖Fig.7 Back-end compensated BODE diagram of the DC-coupled energy storage converter

3.3 參考指令控制

圖8 為控制并網(wǎng)功率為零時(shí)P*的計(jì)算方法，即采集并網(wǎng)點(diǎn)的電流值，并計(jì)算有功功率，通過(guò)PI調(diào)節(jié)器后輸出作為P*，最終保持并網(wǎng)點(diǎn)功率為零［10］。

采集鋰電池輸出到BOOST電路的電流I2，執(zhí)行電流閉環(huán)控制，其中電流的給定值I2*采用模擬PV算法得到：

圖8 補(bǔ)償參考功率計(jì)算流程Fig.8 Reference compensation power calculation process

內(nèi)置默認(rèn)的光伏PV，IV曲線如圖9所示。

圖9 內(nèi)置默認(rèn)虛擬MPPT曲線Fig.9 Built-in default virtual MPPT curves

4 仿真驗(yàn)證

利用MATLAB軟件對(duì)基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器運(yùn)行策略仿真，結(jié)果如圖10所示。

圖10中波形分別對(duì)應(yīng)PV組件陣列的輸出功率、鋰電池的充放電電流(充電為負(fù)，放電為正)、電網(wǎng)并網(wǎng)電流。負(fù)載從0 s時(shí)開(kāi)始投入20Ω電阻，0.6 s時(shí)候再投入20Ω電阻。

圖10 直流耦合儲(chǔ)能變換器仿真運(yùn)行曲線Fig.10 Simulation curves of the DC-coupled energy storage converter

從0 s開(kāi)始，直流耦合儲(chǔ)能變換器開(kāi)始執(zhí)行MPPT算法，將PV組件電能存儲(chǔ)到鋰電池中。0.1 s開(kāi)始補(bǔ)償系統(tǒng)并網(wǎng)電流，補(bǔ)償效果良好，保證不從電網(wǎng)獲取能量。0.4 s時(shí)PV組件光照輻照度從1 000 W/m2降低到500 W/m2，組件輸出功率驟降;0.6 s時(shí)刻再投入一個(gè)20Ω電阻，跟蹤補(bǔ)償負(fù)載電流，保證從系統(tǒng)取電能為0。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

現(xiàn)場(chǎng)一別墅原配有10 kW的光伏逆變器，將基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器，直接串聯(lián)在現(xiàn)有的光伏組件陣列和光伏逆變器之間。直流耦合儲(chǔ)能變換器電氣參數(shù)見(jiàn)表1［15］。負(fù)載有變頻空調(diào)、冰箱、電熱水壺、微波爐、照明等。實(shí)際運(yùn)行效果如圖11所示。

實(shí)時(shí)補(bǔ)償電網(wǎng)電流，光伏逆變器可以24 h不間斷工作。上方的波形是電網(wǎng)輸入電流波形，下方的波形是負(fù)載電流波形。當(dāng)儲(chǔ)能逆變器夜間投入時(shí)候，電網(wǎng)電流補(bǔ)償為0，不從電網(wǎng)獲取能量。

表1 直流耦合儲(chǔ)能變換器電氣參數(shù)Tab.Electric parameters of the DC-coupled energy storage converter

圖11 直流耦合儲(chǔ)能變換器運(yùn)行波形Fig.11 Waveform of the DC-coupled energy storage converter

6 結(jié)論

本文介紹的基于三端口虛擬MPPT的直流耦合儲(chǔ)能變換器，是光伏板和光伏逆變器之間的能量匹配和調(diào)節(jié)裝置?；陔娋W(wǎng)的智能化發(fā)展趨勢(shì)，加入儲(chǔ)能環(huán)節(jié)，解決了光伏板和現(xiàn)有光伏逆變器之間能量的供需矛盾，有效平衡晝夜發(fā)電和用電差異，最大限度地增大光伏板發(fā)電量，提高光伏板利用率。同時(shí)匹配現(xiàn)有光伏逆變器輸入側(cè)需求，全天候地滿足光伏逆變器輸出側(cè)的用電需求。白天利用光伏板發(fā)電，滿足逆變器能量需求的同時(shí)將多余電量存在電池中，夜間電池中的電能給逆變器使用。該機(jī)型支持多機(jī)并聯(lián)運(yùn)行，可根據(jù)需求靈活擴(kuò)容，滿足更大功率等級(jí)的用電需求。