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    隔離型雙向全橋DC-DC變換器的雙重移相控制

    2019-11-12 05:46:12楊文濤高金玲黃蓉蓉
    上海電機學院學報 2019年5期
    關(guān)鍵詞:邊界線相角全橋

    楊文濤, 蔣 贏, 高金玲, 黃蓉蓉

    (上海電機學院 電氣學院, 上海 201306)

    近年來,隔離型雙向全橋DC-DC變換器應(yīng)用范圍在日益擴大,主要包括儲能變流器、直流不停電電源系統(tǒng)、電力電子變壓器、航空航天電源系統(tǒng)、電動汽車等應(yīng)用場合。由于其變換器效率高、體積小和功率密度高等特點,變換器的應(yīng)用范圍越來越廣泛[1-7]。雙向全橋DC-DC變換器多采用的是單移相(Single-Shift Phase, SPS)控制方式[8-10],通過控制一、二次側(cè)的相角差,繼而實現(xiàn)對傳輸功率的大小和方向的控制,這種控制方式容易實現(xiàn)軟開關(guān),但是SPS控制方式不易實現(xiàn)功率流動的方向切換,存在較大的功率回流和電流應(yīng)力,變換器效率不高,增加了變換器損耗。對此,文獻[11]提出了一種雙重移相(Dual-Shift Phase, DPS)控制方式,相比于SPS控制方式來說,增加了一個移相角,這種控制方式不僅能減小系統(tǒng)的回流功率和電流應(yīng)力,同時擴大了傳輸功率的調(diào)節(jié)范圍,靈活性增強。文獻[12]提出在前后級電壓匹配的情況下,分開調(diào)節(jié)內(nèi)外移相角從而控制變換器的回流功率和輸出電壓,但分開控制使得調(diào)節(jié)范圍有限,響應(yīng)速度慢。

    本文以雙向全橋DC-DC變換器作為研究對象,針對雙向全橋變換器在SPS控制方式下存在的不足,分析了DPS控制下變換器的工作原理,針對減小回流功率這一目標,推導出內(nèi)外移相角與輸出功率的關(guān)系,結(jié)合軟開關(guān)的邊界曲線,提出一種最小回流功率策略,優(yōu)化最小回流功率和電流應(yīng)力,最后進行仿真驗證其正確性。

    1 變換器原理和特性分析

    雙向全橋DC-DC變換器如圖1所示,主要由電源(電壓值分別為U1和U2),8個開關(guān)管S1~S8,反并聯(lián)的二極管VD1~VD8,高頻變壓器T,電容C1和C2,等效電感L(變壓器T的漏感和外部電感之和)組成,變換器的控制方式主要有SPS控制和DPS控制兩種。雙向全橋DC-DC變換器的等效電路模型如圖2所示,UL為電感電壓,Uab為一次側(cè)橋口電壓,Ucd為二次側(cè)橋口電壓,變換器能量傳輸主要靠電感進行。根據(jù)等效電路可以建立表達式如下:

    圖1 雙向全橋DC-DC變換器

    圖2 雙向全橋DC-DC變換器的等效電路

    (1)

    式中:n為變壓器變比;L為電感值;iL為等效電感電流值。

    1.1 SPS、DPS控制原理

    SPS控制主要是通過控制變換器前后兩個全橋的開關(guān)管驅(qū)動脈沖之間的移相角度,從而在兩個橋口之間產(chǎn)生具有相移的方波電壓。通過控制移相角來改變電感上的電壓大小和相位進而實現(xiàn)對傳輸功率大小和方向的調(diào)節(jié),功率將從超前電壓側(cè)向滯后電壓側(cè)傳遞。SPS控制方式的工作波形如圖3所示,定義Ths為半個開關(guān)周期,D為半個周期內(nèi)的移相比,0≤D≤1;脈沖占空比為50%,變壓器變比為n∶1。在功率傳輸?shù)倪^程中,圖3所示的t0~t1和t3~t4階段,電感電流iL和一次側(cè)電壓Uab相位相反,傳輸功率為負,使功率流回到電源中,因此,將這個功率定義為回流功率[11],如圖3所示的陰影部分所示。

    圖3 SPS工作波形

    DPS控制是一種在一、二次側(cè)外移相的基礎(chǔ)上,在一次側(cè)橋臂內(nèi)加入移相的控制方式。D1為內(nèi)移相比、D2為外移相比,且0≤D1≤D2≤1,功率由一次側(cè)向二次側(cè)傳遞,記為正向傳遞。圖4所示為DPS的工作波形,由圖可知,t0~t1和t3~t4階段,回流功率接近為零,回流功率明顯減小,所以DPS控制不僅能減少系統(tǒng)的回流功率,而且還降低了電感電流應(yīng)力,從而減少了變換器的損耗,提高了傳輸?shù)男省?/p>

    圖4 DPS工作波形

    1.2 變換器的傳輸功率和回流功率分析

    在DPS控制下,令t0=0,則有t1=D1Ths,t2=D2Ths,t3=Ths,t4=Ths+D1Ths,t5=Ths+D2Ths,t6=2Ths,其中開關(guān)管開關(guān)頻率fs=(1/2)Ths。根據(jù)伏秒平衡原理,電感電流的對稱性可知

    iL(t3)=-iL(t0),iL(t4)=-iL(t1),iL(t5)=-iL(t2)

    由文獻[11]可知,電感電流的表達式為

    (2)

    在DPS控制下,忽略損耗,變換器的傳輸功率和回流功率為

    (3)

    式中:k為電壓增益,k=U1/(nU2)≥1。

    同理可知,令D1=0,D2=D,0≤D≤1,則得到SPS控制下的傳輸功率和回流功率為

    (4)

    由式(4)可知,當D=0.5時,在SPS控制下的傳輸功率將達到最大值Pmax=nU1U2/(8fsL),將傳輸功率標幺化,取基準值Pmax=PN,在DPS控制下,可得傳輸功率標幺值、回流功率標幺值和內(nèi)移相比D1、外移相比D2之間的函數(shù)關(guān)系為

    (5)

    同理,在SPS控制下,傳輸功率標幺值、回流功率標幺值和外移相比D之間的函數(shù)關(guān)系為

    (6)

    根據(jù)式(5)和式(6)得到的SPS和DPS控制方式下的p1、p2隨D1、D2變化的三維曲線,如圖5(a)所示,將其二維化,p1、p2隨D1、D2變化的二維曲線如圖5(b)所示,且0≤D1≤D2≤1。由圖5(b)可知,對比SPS和DPS控制策略下,在0≤D2≤0.5時,這兩種控制方式下的最大傳輸功率相同;在0.5≤D2≤1時,調(diào)節(jié)范圍變大,由于DPS增加了一個內(nèi)移相比D1,使得傳輸功率的調(diào)節(jié)范圍擴大,增加了調(diào)節(jié)區(qū)域,靈活性變強。當傳輸功率一定時,總存在無窮對(D1,D2)可選擇。

    圖5 SPS和DPS控制下的傳輸功率曲線

    圖6所示為在不同的電壓增益k值下,k=1,k=6時,SPS和DPS控制下的回流功率q1、q2隨D1、D2變化的三維曲線圖,可見,隨著k值的增加,SPS控制的回流功率也在增大。由圖6(a)所示,在SPS和DPS控制下,回流功率隨著移相比D2的增加,變換器的回流功率q1和q2在減小,回流功率隨著內(nèi)移相比D1的增加而減小,即采用DPS控制策略,回流功率q2始終比采用SPS控制策略下的回流功率q1小,說明了DPS控制策略能有效地減小變換器的回流功率。

    圖6 不同k值下的回流功率q1、q2隨D1、D2變化的三維曲線圖

    1.3 軟開關(guān)范圍分析

    定義開關(guān)管開通時刻流過的電流由漏極向源極為正,若此時電流為負表示在開關(guān)管開通之前其反并聯(lián)二極管已導通續(xù)流,從而保證了開關(guān)管上的Us1電壓降至零,開關(guān)管反并聯(lián)的二極管關(guān)斷續(xù)流到開關(guān)管導通,從而實現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS導通,隔離型全橋變換器自然具有軟開關(guān)特性,不需要加外電路就能實現(xiàn)軟開關(guān)[13-16]。在DPS控制策略下,一次側(cè)橋采用的移相控制方式,二次側(cè)采用180°互補的方波控制。由圖3可知,當式(2)表示的電感電流滿足iL(t1)≤0,一次側(cè)全橋的開關(guān)管S1和S4就能實現(xiàn)零電壓導通與軟關(guān)斷。由電感電流的對稱性可知,開關(guān)管S2和S3同樣滿足軟開關(guān)條件,同理可知,當式(2)表示的電感電流滿足iL(t2)≥0,二次側(cè)的開關(guān)管同樣滿足軟開關(guān)的條件,所以兩側(cè)軟開關(guān)的約束條件為

    (7)

    將上式代入式(2),可得基于DPS控制時變換器實現(xiàn)軟開關(guān)的條件為

    (8)

    聯(lián)立變換器標幺化下的傳輸功率p2(令p2=p)和軟開關(guān)約束條件,在k=1和k=3時,p2與(D1,D2)對應(yīng)的功率等高線圖,軟開關(guān)的平面控制范圍如圖7所示。隨著k值的增大,電路上的損耗明顯增大,保證變換器處于軟開關(guān)范圍可以明顯減小損耗,提升系統(tǒng)效率。

    圖7 功率傳輸?shù)雀呔€和軟開關(guān)范圍

    2 DPS控制優(yōu)化算法和仿真分析驗證

    2.1 最優(yōu)內(nèi)、外移相角的計算

    通過上述研究發(fā)現(xiàn),變換器的回流功率和開關(guān)管的軟開關(guān)范圍是影響雙向全橋變換器性能指標的重要因素,二者相互制約。當變換器傳輸功率一定時,DPS控制下有無數(shù)對(D1,D2)滿足要求,必然存在一對最優(yōu)的(D1,D2),使得回流功率最小,同時還能實現(xiàn)軟開關(guān)。在1≤k≤2條件下,最優(yōu)移相比計算如下:

    (1) 在k=1,p2≤0.8時,即功率等高線和軟開關(guān)邊界線有交點時,交點為回流功率最小的點對應(yīng)的(D1,D2)值。聯(lián)立標幺化下的傳輸功率p2和軟開關(guān)邊界條件可得

    (9)

    求解得

    (10)

    (2) 在k=1,p2>0.8時,軟開關(guān)邊界線與等功率線沒有交點,等功率線均在邊界線上方,符合軟開關(guān)的條件。此時回流功率的最小點為等功率線離軟開關(guān)邊界線最近那一點,由式(5)和式(6)可得該點坐標為

    (11)

    (3) 在1

    (12)

    求解可得變換器回流功率最小的內(nèi)、外移相比為

    (13)

    (4) 在k=1,p2>0.8時,軟開關(guān)邊界線與等功率線沒有交點,等功率線均在邊界線上方,符合軟開關(guān)的條件。此時的回流功率的最小點為等功率線離軟開關(guān)邊界線最近那一點,由式(5)和式(6)可得該點坐標為

    (14)

    2.2 變換器的仿真分析與驗證

    為了驗證本文控制策略的優(yōu)越性,通過Matlab/Simulink平臺搭建了DPS控制的變換器仿真模型,主要參數(shù):輸入電壓為96 V,輸出電壓為12 V,外加電感為200 μH,開關(guān)頻率為20 kHz,輸入輸出電容2 mF,變壓器變比為8,負載電阻為2 Ω,仿真采用固定步長并設(shè)置采樣時間為0.2 μs。在DPS控制模型中,設(shè)D1=0,D2=0.5,即傳統(tǒng)SPS控制的最大輸出功率為330 W;在DPS控制中設(shè)輸出功率P′=240 W,即標幺化下的功率p2=0.727,此時,該軟開關(guān)邊界線與等功率曲線有交點,由式(9)可得DPS下的最優(yōu)內(nèi)外移相角為:D1=0.178,D2=0.369。

    圖8所示為在SPS控制下,D=0.5時變壓器兩側(cè)的輸入輸出電壓以及電感電流的波形圖,圖中電感電流iL和Uab符號相反時,存在比較大的回流功率。圖9所示為在不同D值下,DPS控制的變壓器兩側(cè)的輸入電壓波形和電感電流波形。在圖9(a)中,D1=0.084,D2=0.284時,一次側(cè)電壓為正時,電感電流為負,還存在一定的回流功率,相對于SPS控制時,回流功率明顯減??;在圖9(b)中,D1=0.178,D2=0.369時,如圖中圓圈標注所示,一次側(cè)電壓為正時,電感電流接近于零,即回流功率近似為零;在圖9(c)中,D1=0.328,D2=0.56時,一次側(cè)電壓為正時,電感電流為正,此時不存在回流功率。通過對比不同的內(nèi)移相角D1,隨著內(nèi)移相角D1的增加,變換器的回流功率逐漸減小為零,得到了有效抑制,提高了系統(tǒng)的傳輸效率。

    圖8 SPS控制下變壓器兩側(cè)的電壓和電感電流波形

    圖9 DPS控制下不同D值對應(yīng)的變壓器兩側(cè)的電壓和電感電流波形

    3 結(jié) 論

    本文針對雙向全橋DC-DC變換器,對比分析了傳統(tǒng)SPS控制和DPS控制方式下傳輸功率與回流功率不同,針對傳統(tǒng)SPS控制方式下,存在較大回流功率的問題,在DPS控制基礎(chǔ)上,提出了一種基于最小回流功率控制策略,找到內(nèi)外移相角與輸出功率的關(guān)系方程,聯(lián)合軟開關(guān)邊界條件,推導出最優(yōu)的內(nèi)外移相角。搭建了仿真系統(tǒng),結(jié)果與理論分析基本一致,在給定相同的輸出功率時,采用這種最小回流功率控制策略可以有效降低變換器的回流功率,減小其電流應(yīng)力,從而提升變換器的效率。

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