基于窄帶物聯(lián)網(wǎng)的時間估計算法

文/余晶

窄帶物聯(lián)網(wǎng)（Narrow Band Internet of Things, NB-IoT）成為萬物互聯(lián)網(wǎng)絡的一個重要分支。NB-IoT構建于蜂窩網(wǎng)絡，只消耗大約180kHz的帶寬，可直接部署于GSM網(wǎng)絡、UMTS網(wǎng)絡或LTE網(wǎng)絡，以降低部署成本、實現(xiàn)平滑升級。NB-IoT支持三種頻率部署方案：In-band（帶內(nèi)部署）、Guard band（保護帶部署）和Stand alone（獨立部署）。因此，它可以利用已有的頻譜資源，很好的與現(xiàn)有的網(wǎng)絡共存。

NB-IoT具有以下特點：

（1）廣覆蓋。它能改進空間的的覆蓋，在同樣的頻段下，NB-IoT比現(xiàn)有的網(wǎng)絡增益 20dB；

（2）具備支撐海量連接的能力。NB-IoT的一個小區(qū)能支持約 10 萬個連接；

（3）三是實現(xiàn)低功耗。NB-IoT終端模塊進行正常通信和待機的電流是 mA 和 uA 級別，模塊待機時間可達十年。

NB-IoT 的這些特點，隨著移動通信的發(fā)展，各種智能硬件的普及，萬物互聯(lián)必將是未來的趨勢。

圖1：通信系統(tǒng)模型

圖2：不同帶寬下時間估計

在 NB-IoT網(wǎng)絡中，對 UE 進行精確定位，前提是進行高精度的時間估計。由于無線資源環(huán)境的復雜，有的用戶設備處在噪雜的鬧市區(qū)，有的處在地下通道，有的正在頻繁移動。而信號在傳輸?shù)倪^程中又存在多徑干擾，使得時間估計存在誤差，從而影響基站對 UE 進行精確定位。為了避免小區(qū)內(nèi)的干擾，基站要求同一子幀的不同 UE 到達基站的時間基本對齊。因此時間估計技術顯得尤為重要。NB-IoT 是基于正交頻分復用 (Orthogonal Frequency Division Multip lexing, OFDM) 系統(tǒng)。OFDM具有抗符號間干擾能力, 可以將信道均衡從復雜的時域處理轉化到簡單易可行的頻域處理。

1 上行NPUSCH信道簡介

1.1 NPUSCH信道資源介紹

1.2 幀結構

LTE定義了一個基本的時間單位 Ts= 1/(15000 * 2048) = 1/30720000秒。該 時間單位可以看作是基于FFT（Fast Fourier Transform，快速傅里葉變換）且FFT大小等于2048的發(fā)射機/接收機所使用的采樣時間。在時域上，上下行傳輸都被組織成10ms的系統(tǒng)幀（system frame）。LTE支持2種系統(tǒng)幀結構：用于FDD的類型1和用于TDD的類型2。本文僅探討 FDD的類型1幀結構形式。

2 時間估計算法

2.1 上行基帶信號處理

數(shù)字通信系統(tǒng)是利用數(shù)字信號來傳遞信息的通信系統(tǒng)，如圖1所示。數(shù)字通信系統(tǒng)的技術問題很多，其中主要有信源編碼與譯碼、信道編碼與譯碼、數(shù)字調(diào)制與解調(diào)、同步以及加密與解密等。其中同步是非常重要的一個環(huán)節(jié)，目的是使收發(fā)兩端的信號在時間上保持步調(diào)一致，是保證數(shù)字通信系統(tǒng)有序、準確、可靠工作的前提條件。

表1：, ,和組合

表1：, ,和組合

NPUSCH format 3.75 kHz 1 16 1 15 kHz 16 3 8 6 4 12 2 1 7 2 3.75 kHz 1 4 15 kHz 1 4

表2：仿真信道參數(shù)設置

基站從天線側接收到的原始基帶信號，依次經(jīng)過解調(diào)、模數(shù)轉換、頻率與時間同步，通過傅里葉變換將時域信號轉變成頻域信號。然后依次經(jīng)過解調(diào)參考信號、原始的信道估計、噪聲估計、均衡、解擾、解交織、速率匹配等過程最終變成可供處理的軟比特數(shù)據(jù)。

2.2 時間估計算法實現(xiàn)

2.2.1 時間偏差產(chǎn)生原因

若發(fā)送信號嚴格符合奈奎斯特準則，則符號之間不存在碼間串擾。理論上采樣時刻正確才能夠保證沒有碼間干擾。而實際由于 UE 與基站收發(fā)端采樣時鐘頻率存在偏差，因此采樣時間偏差不固定，需要不停的修正、跟蹤采樣時間偏差。分為兩種情況：采樣時鐘頻率相同，而采樣點時間存在偏差，收端采樣點與發(fā)端正確采樣點存在固定時間偏差δ；收發(fā)端采樣時鐘頻率偏差，收端采樣點與發(fā)端正確采樣點的偏差隨時間變化。

2.2.2 初始角度估計

將此 PRB 的 12 個子載波，以間隔為 4 分割，可得到 8 組值。然后根據(jù)原始的信道估計值將它們求和，可求得累計旋轉角度：由于每根天線收到的值不一樣，需要將所有天線的值分別計算。

2.2.3 角度估計值修正

基站在從天線處收到信息后，需要做傅立葉變換，將時域數(shù)據(jù)變換到頻域數(shù)據(jù)。而做一次傅立葉變換將耗費一些時間。在基帶信號采樣后，基帶信號的角度不會發(fā)生變化，但真正對基帶信號進行處理是在傅立葉變換之后。我們需要考慮這個時間差對相位旋轉產(chǎn)生的影響，需要將這個值補償回來。做傅立葉變換一般采用硬件來做，對于不同的硬件做一次時間 FFTTimeShift 是固定的。由于子載波間隔 fsc=15kHz，以 ScDistance=4個子載波距離進行角度估計。那么需要校準的角度為 RotatorCorrection=e-i2π*FFTTimeShift*fsc*ScDistance，然后 arctan (RotatorCorrect )可 求 出需要修正的實部 RotatorCorrectionReal和虛部 RotatorCorrectionImag。

一般通信基站都配有好幾根天線，每根天線由于信噪比 SNR 不一樣對信號的貢獻值是不一致，在進行時間估計時需要考慮不同天線對信號貢獻的權值影響。修正算法如下所示：

考慮到不同天線對初始估計相位值的影響，需要按天線將RotatorEst值修正。然后將每根天線對相位估計值做合并，得到修正后的相位估計值 ScaledRotatorEst。

最后需要將做傅立葉變換所帶來的相位差做修正，分別求出時間估計值。

2.2.4 時間估計值計算

根據(jù)修正后得到的最終時間估計值，分別計算幅度、角度?？傻玫阶罱K的時間估計值。

3 仿真結果

本次的實驗基于諾基亞通信基站仿真平臺構建。首先進行環(huán)境的準備，分別仿真在不考慮傅立葉變換所帶來的時間開銷，不同的信噪比情況下對 UE 時間估計的影響。由于不同的通信帶寬，所做傅立葉變換的采樣點不一，那么所花費的時間也不一致，這也是所需要考慮的。仿真信道參數(shù)設置參照表2。

在 AWGN 高斯白噪聲固定情況下，分別對帶寬為 5M，10M，15M，20M的 UE 進行仿真測試。仿真結果如圖2。在不同帶寬條件下，分別做快速傅立葉變換，然后進行采樣。帶寬為 5M，10M，15M，20M 采樣點數(shù)分別為 256，512，1024 和2048 。顯然所耗費的時間也是不一樣的。從圖中可看出，隨著帶寬的遞增，兩者的時間估計差遞增。在考慮做 FFT 所帶來的影響，仿真結果明顯優(yōu)于不考慮 FFT 的情況。這說明，做快速傅立葉變換所帶來的相位差誤差不可忽略。在帶寬為 20M 的情況，仿真結果最好，帶寬為 10M，仿真結果最差。但它們的時間估計值均在 1 微秒范圍內(nèi)，都可以滿足窄帶物聯(lián)網(wǎng)對 UE 時偏估計的要求。

在實際的環(huán)境中，信噪比往往錯綜復雜，是一個不可忽略的因素。在帶寬為 20M 情況下，分別對基于不同信噪比情況下進行仿真。在 信 噪 比 為 -5dB、-3dB、-2dB，-0.7dB和 3dB 情況下，仿真結果分別為結果分別為：131ns、 255ns、227ns、642ns和240ns。在信噪比為 -0.7dB 情況下，估計值稍大，其它信噪比情況下，結果相差不大。估計值均小于 1 微秒，完全滿足窄帶物聯(lián)網(wǎng)對時間估計的要求。

4 結語

仿真結果如下：基站從天線端口收到信號，然后進行快速傅立葉變換，對時間估計所帶來的影響是不可忽略的。在對 UE 進行時間估計時，由于不同天線具有不同的信噪比環(huán)境，需要綜合考慮不同天線所貢獻的權值。最終結論，在對 UE 進行時間估計時，基站做快速傅立葉變換和不同天線設置都會影響時間估計的結果。