一種抗雷擊浪涌的智能電能表開關電源電路設計

王少俊 李香

摘 要：目前已有智能電能表采用開關電源，開關電源存在抗雷擊浪涌能力弱的缺點。本文對現有智能電能表開關電源電路加以改進，增加一條電壓保護電路，其響應速度快于現有電壓、電流保護電路，能對開關電源進行很好的保護。

關鍵詞：智能電能表;開關電源;雷擊浪涌;保護電路

中圖分類號：TM933.4 文獻標識碼：A 文章編號：1003-5168（2019）31-0056-03

Design of a Switching Power Supply Circuit for Intelligent

Energy Meter Against Lightning Surge

WANG Shaojun1 LI Xiang2

（1.Yangzhou Baoer Electronics Co.， Ltd.，Yangzhou Jiangsu 225000;

2.Yangzhou Wantai Electronic Technology Co.， Ltd.，Yangzhou Jiangsu 225000）

Abstract： Switch power supply is used in smart meter， and it has the disadvantage of weak lightning surge resistance. In this paper， the switch power supply circuit of smart meter was improved by adding a voltage protection circuit. Its response speed was faster than the current and voltage protection circuit， which could protect the switch power supply well.

Keywords： smart meter;switching power supply;lightning surge;protection circuit

國內智能電能表多采用線性電源，即通過工頻變壓器將交流50Hz/220V電壓轉換為50Hz交流低電壓，再經半波整流濾波轉換為直流12V和5V等。其優(yōu)點是制造簡單、成本低、抗干擾能力強、輸出電壓紋波小、可靠性高，缺點是體積大、輸入電壓范圍窄、電壓轉換效率低[1]。而歐美國家多采用高性能開關電源，其優(yōu)點是體積小、重量輕、輸入電壓范圍寬、電壓轉換效率高、響應速度快，缺點是控制電路復雜，輸出電壓紋波大，抗高頻干擾、雷擊浪涌能力弱，故障率較高[2]。

隨著開關電源技術的發(fā)展，國內已有部分智能電能表采用開關電源，但其抗高頻干擾、雷擊浪涌能力弱的缺點使得保護電路至關重要。目前，開關電源采用的電壓、電流檢測和保護電路響應速度慢，因而雷擊浪涌時可能來不及反應。本文對現有智能電能表開關電源電路加以改進，增加一條電壓保護電路，該電壓保護電路響應速度遠快于現有電壓、電流保護電路，能對開關電源起到很好的保護作用。

1 典型的開關電源電路

電能表開關電源選擇的標準為：選用成熟方案，以降低風險;選用通用器件，以降低成本。因此，本文采用由集成開關電源控制器UC3842構成的單端反激式開關電源，其輸出紋波小、穩(wěn)定、體積小、重量輕、效率高。圖1為典型單相智能電能表開關電源工作電路。

反饋回路包括電流反饋回路和電壓反饋回路。

電流反饋回路多在開關場效應管上串聯一個以地為參考的取樣電阻，如圖1所示，電阻R10將變壓器初級線圈電流轉換為電壓信號，此電壓由控制器UC3842內電流檢測比較器監(jiān)視，并與來自內部誤差放大器的輸出電平比較。當發(fā)生電流過載時，調整控制器UC3842輸出脈沖占空比，進行過流保護。

電壓反饋回路有兩種形式。一種如圖1所示，反饋電壓直接取自反饋繞組N2即VI。此電路結構簡單，成本低，但因非取自輸出端，穩(wěn)壓精度不高，只適用于負載小且穩(wěn)定的場合。另一種反饋電壓取自電源輸出端，再用光耦和電壓基準進行反饋控制。該方法可提高電源穩(wěn)定性和精度，但對電能表而言成本較高。電能表電源負載較小且穩(wěn)定，因此本文采用第一種形式的電壓反饋回路。

典型單相智能電能表開關電源如圖1所示。220V交流電經電源噪聲濾波器濾除電磁干擾后進入整流模塊進行整流，再經電阻R1、電容C1濾波后形成300V左右的直流電壓。該電壓經電阻R2、電容C1、電容C2至控制器UC3842的7腳為其提供電源[VI]，[VI]大于16V時開始啟動?？刂破鱑C3842正常工作后，6腳Vo輸出的控制脈沖驅動場效應管Q進行通斷，進而控制脈沖變壓器Tr初級線圈N1的通電。電阻R6、電容C5和電容C6組成的頻率產生電路控制變壓器脈沖頻率。場效應管Q導通時，繞組N1的感應電壓為上正下負，繞組N3和繞組N4中感應電壓為上負下正，二極管D4和二極管D5截止，繞組N1中儲存能量。場效應管Q截止時，繞組N1中存儲的能量釋放。一方面經繞組N3、二極管D4和電容C10濾波后輸出5V電源，經繞組N4、二極管D5和電容C11濾波后輸出12V電源;另一方面經繞組N2、二極管D1、電容C2、電容C3形成的整流電壓VI對控制器UC3842進行供電。電阻R10的電壓經電阻R9和電容C7組成的低通濾波電路送給控制器UC3842的電流檢測端3腳，進而對輸出控制脈沖進行調整。3腳電壓高于1V時，振蕩器停振，保護功率管不因過流而損壞。電壓VI一方面為控制器UC3842提供正常工作電壓，另一方面經電阻R3、電阻R4分壓后加到控制器UC3842誤差放大器的反相輸入端2腳，為其提供負反饋電壓，電壓越高驅動脈沖占空比越小，以穩(wěn)定開關電源輸出電壓。

2 改進的開關電源電路

輸入電壓和負載電流變化較大時，上述開關電源電路能自動限制負載電流，補償電路簡單。但雷擊浪涌脈沖瞬時電壓可達幾千伏，瞬時電流可達幾百甚至幾千安，可能來不及保護。

圖1中，場效應管Q采用IRFPG40，漏極D和源極S之間最大導通電流為4.3A，導通電阻為3.5Ω，最大耐壓為1 000V。雷擊浪涌發(fā)生時，若跨接在220V輸入端的壓敏電阻來不及反應，浪涌電壓將經整流模塊進入電源回路，進而在繞組N1和場效應管Q上產生高壓和大電流。若電壓和電流保護電路反應慢，場效應管Q不能及時關斷，將燒毀場效應管Q乃至變壓器。一旦場效應管Q的漏極D和柵極G被燒成短路，高電壓將從柵極G加到控制器UC3842的6腳使其燒毀。

圖2為控制器UC3842芯片內部及主控電路結構圖。如圖1所示，現有電流檢測回路的采樣電壓首先經過由電阻R9和電容C7組成的低通濾波電路進入3腳，該濾波電路雖使高頻電壓幅度大大降低，但也產生了延遲。如圖2所示，采樣電壓進入3腳后送至電流檢測比較器，與誤差放大器輸入比較后輸出，比較器翻轉產生一定延遲。比較器輸出再經鎖存器、或非門、推挽驅動電路后送至6腳，又產生一定延遲。場效應管Q由導通切換至關斷又產生一定延遲。因此，從電流檢測開始到場效應管關斷有幾百納秒乃至幾微秒以上的延遲時間。

如圖1所示，正常工作時反饋電壓VI由繞組N2中存儲的電能提供。繞組N1導通時，繞組N2釋放電能，因此本周期內繞組N1的儲能只有到繞組N1關斷時才能傳遞給繞組N2，產生一定延遲。繞組N2產生的電壓經二極管D1整流后還需經電容C2、電容C3、電阻R3、電阻R4濾波后才能送至控制器UC3842的2腳，再次產生延遲?？紤]到軟啟動和正常工作時的整流濾波，電容C2達到微法級，因此延遲時間較長。如圖2所示，反饋電壓經2腳送入控制器UC3842的誤差放大器，與2.5V基準比較放大后輸出到電流檢測比較器的反相端，再次產生延遲。其后延遲與電流檢測的時間相同。

本文對現有開關電源電路（圖1中標識A處）進行了改進。具體方法如下：控制器UC3842的脈沖輸出不直接給場效應管Q的柵極G，而是增加了如圖3所示的脈沖輸出和雷擊浪涌電壓保護電路I和圖4所示的脈沖輸出和雷擊浪涌電壓保護電路Ⅱ，其所需的輔助工作電源由圖5所示的電路提供。

圖5中，電源輸入為VI。正常工作時[VI]應大于啟動電壓16V，一般設計為18V左右。穩(wěn)壓器78L05正常工作時，輸入電壓最大為20V，輸出電流最大為100mA。圖3和圖4中，比較器U2和比較器U3采用超快速低功耗單比較器TL3116，電平轉換時間為10ns。TL3116供電電壓為±5V，所需提供電流的典型值僅為12.7mA。場效應管IRFPG40為電壓控制型器件，所需輸入電流極小，為100nA，柵極G和源極S的壓差為2～4V時即可使場效應管導通。主回路電壓為+300V電壓與變壓器初級線圈中產生的感應電壓之差施加在繞組N1內阻、漏極D與柵極S之間的導通電阻及電阻R10組成的回路中。電阻R10取值很小，一般為0.22Ω左右，而繞組N1及漏極D與源極S之間的導通電阻一般為幾歐姆，因此電阻R10上電壓很小。即使在大電流時，因控制器UC3842內部的電流檢測比較器反相端接入了1.0V的穩(wěn)壓二極管，電阻R10上的電壓不會超過1V。因此，該5V電源完全滿足改進電路的工作要求。圖1中，A點電路斷開后，控制器UC3842的6腳控制脈沖輸出將通過電阻R7和電阻R8形成回路。對電阻R7和電阻R8的阻值進行調整（本文中分別取3.9kΩ和1kΩ，見圖3），以確?？刂破鱑C3842內部的推挽電路正常工作。6腳的輸出脈沖電壓VO1經電阻R7和電阻R8分壓后送至比較器U3的同相端2。圖1中V1為18V左右，因此圖3中輸出脈沖高電平經分壓后得到V4為3.7V左右。5V電源經阻值為10kΩ的電阻R20和電阻R21分壓后得到2.5V的比較電平送至比較器U3的反相端3。這樣，高電平為18V的輸出脈沖VO1就轉換為高電平為5V的輸出脈沖VO，送至圖4保護電路。圖4中，控制器UC3842的6腳輸出脈沖經電阻R13、電阻R14、電阻R15和電容C14組成的電壓映射電路后送給比較器U2同相端2。電阻R13、電阻R14阻值為200kΩ，電阻R15阻值為68kΩ，均采用1%的精密電阻?？刂泼}沖為低電平時，V2為1V;控制脈沖為高電平時，V2為4V。+300V經電阻R16、電阻R17和電容C15分壓濾波后送給比較器U2反相端3。電阻R16和電阻R17阻值分別為1MΩ和4.02 kΩ，均采用1%的精密電阻。V1為300V時，V3為1.2V;V1為1 000V時，V3為4V。電阻R18為比較器輸出上拉電阻，電阻R19為限流電阻。發(fā)生雷擊浪涌時比較器將因V3電壓過大而損壞，因此在電容C15兩端并接一只4.3V穩(wěn)壓二極管D6。

圖4中，R17/（R16+R17）很小，因此電網正常波動時V3的電壓維持在1.2V左右?？刂泼}沖為低電平時V2的電壓為1V，確保比較器U2輸出為低電平。雷擊浪涌發(fā)生時，V3被穩(wěn)壓二極D6穩(wěn)壓在4.3V?？刂泼}沖為高電平時，V2的電壓為4V，比較器U2輸出為低電平。比較器TL3116的電平轉換時間為10ns，輸出脈沖將被快速封鎖，進而關斷場效應管進行保護，而其產生的延遲對電源正常工作無影響。發(fā)生雷擊浪涌時，該電路響應速度遠遠快于現有電壓和電流保護回路，且只要雷擊浪涌電壓未去除，場效應管將始終被關斷，起到很好的保護作用。

3 結論

本文對現有智能電能表開關電源電路增加一條電壓保護電路，其響應速度快于現有電壓、電流保護電路，能對開關電源進行很好的保護。

參考文獻：

[1]陸春光，沈建良，周佑，等.智能電能表電源相關設計優(yōu)化研究[J].電測與儀表，2017（24）：57-61.

[2]李向鋒.智能電能表電源設計技術探討[DB/OL].（2012-09-02）[2019-09-07].https：//wenku.baidu.com/view/2ab80b6ea45177232f60a29f.html.