巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)高頻逆變器設(shè)計

楊明花

(浙江浙能溫州發(fā)電有限公司，浙江 溫州 325602)

0 引言

火電廠輸煤系統(tǒng)包括皮帶機(jī)、碎煤機(jī)、除塵器等眾多設(shè)備，輸煤線路長，粉塵、噪聲等污染比較嚴(yán)重。隨著智慧電廠建設(shè)的逐步推進(jìn)，火電生產(chǎn)企業(yè)的可靠性和安全性要求越來越高，巡檢人員的工作負(fù)荷也變得越來越繁重[1]。因此，軌道式巡檢機(jī)器人在火電廠輸煤系統(tǒng)中具有很好的應(yīng)用前景。軌道式巡檢機(jī)器人的行走機(jī)構(gòu)及其所搭載的攝像機(jī)、傳感器等，均為高耗能設(shè)備，用電量大。因此，軌道式巡檢機(jī)器人需要頻繁進(jìn)行電能補(bǔ)給。輸煤現(xiàn)場往往伴隨有噴淋、沖洗等作業(yè)，會對現(xiàn)場的用電安全帶來隱患。因此，研制具備高防護(hù)等級的無線充電裝置顯得尤為重要[2]。高頻逆變器是軌道式巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)中非常重要的設(shè)備之一，其工作的可靠性及工作效率直接影響整套無線充電系統(tǒng)的可靠性和工作效率。

目前，無線充電系統(tǒng)中所采用的逆變器拓?fù)溆须妷盒腿珮蚰孀兤?、電流型全橋逆變器、D 類功率放大器、E 類功率放大器等。不同的逆變器拓?fù)溥m用于不同的頻率和功率場合。文獻(xiàn)[2]采用電壓型全橋逆變器，工作頻率為85 kHz，輸出功率為3 kW，高頻逆變器效率為96.6%，系統(tǒng)整體效率為 88%。文獻(xiàn)[3]采用多電平擴(kuò)容技術(shù)，利用模塊化的電壓型全橋逆變器實現(xiàn)了60 kHz、1 MW的功率輸出，系統(tǒng)整體效率為82.7%。本文通過分析高頻逆變器的設(shè)計難點，給出了實現(xiàn)零電壓關(guān)斷(zero voltage switch,ZVS)軟開關(guān)的工程實現(xiàn)方法，并研制出系統(tǒng)最高工作頻率為1 MHz的逆變器。當(dāng)輸入功率大于1 kW，逆變器效率可達(dá)95%以上。

1 巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)

典型的巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)如圖1所示。

圖1 巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)示意圖Fig.1 Wireless charging system for patrol robot

巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)主要由整流器、高頻逆變器、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、耦合線圈及負(fù)載等部分組成。其基本工作原理為：電網(wǎng)中的工頻交流電由初級側(cè)的整流器變?yōu)橹绷麟姡缓笸ㄟ^逆變器變?yōu)楦哳l交流；產(chǎn)生的高頻交流電經(jīng)過初級側(cè)諧振網(wǎng)絡(luò)后，在發(fā)射線圈上產(chǎn)生交變電磁場；巡檢機(jī)器人中的接收線圈感應(yīng)出高頻交流電，與次級側(cè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)形成諧振，將能量經(jīng)由高頻整流橋變?yōu)橹绷麟姾?，給蓄電池充電[3]。一般將發(fā)射和接收線圈統(tǒng)稱為磁耦合器，將整流器、逆變器、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)及磁耦合器統(tǒng)稱為無線電力傳輸(wireless power transfer,WPT)系統(tǒng)。

巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)工作環(huán)境惡劣，可靠性要求高。因此，高頻逆變器作為巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)的核心部件，其工作的可靠性直接影響整套無線充電系統(tǒng)的正常工作。一般要求高頻逆變器可靠性、散熱性好，抗電磁干擾強(qiáng)及無功功率小。如果高頻逆變器不采用軟開關(guān)，則開關(guān)器件面臨著過高的電壓上升率和電流上升率，嚴(yán)重時可能損壞功率器件，影響巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)工作的可靠性，并且會產(chǎn)生電磁干擾問題。

整個電路系統(tǒng)中，逆變器決定了系統(tǒng)的最大工作頻率與輸入功率，通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)使系統(tǒng)達(dá)到諧振狀態(tài)[4-6]。本文首先從無線電能傳輸系統(tǒng)的基本工作原理出發(fā)，提出了增大耦合線圈之間傳輸功率的方法。然后對功率MOSFET和二極管的工作過程進(jìn)行了詳細(xì)分析，得出軟開關(guān)電路的設(shè)計方法，從而抑制功率器件開關(guān)瞬間的電壓變化率和電流變化率，起到對器件的保護(hù)作用，達(dá)到盡可能提高逆變器的輸出功率的目的。對此，本文成功研制出功率容量為5 kW、最高工作頻率1 MHz的逆變器。經(jīng)試驗測試，逆變器工作頻率為815 kHz；當(dāng)逆變器輸出功率大于1 kW時，逆變器效率大于95%。

2 無線充電系統(tǒng)功率傳輸關(guān)鍵因素分析

逆變器為整個電路提供高頻交流電。逆變器性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到無線充電系統(tǒng)的傳輸功率和效率。為進(jìn)一步明確系統(tǒng)傳輸功率的影響因素，將耦合器和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)分離。

磁耦合器與補(bǔ)償網(wǎng)路電路模型如圖2所示。

圖2 磁耦合器與補(bǔ)償網(wǎng)路電路模型示意圖Fig.2 Circuit model of magneto coupler and compensation networks

圖2中：L1、L2分別為初級側(cè)線圈和次級側(cè)線圈自感；M為兩線圈互感；iP與iS分別為流過兩線圈的電流瞬時值；V12為初級側(cè)線圈上由次級側(cè)線圈電流引起的感應(yīng)電壓；V21為次級側(cè)線圈上由初級側(cè)線圈電流引起的感應(yīng)電壓；S12、S21為兩個線圈相互傳遞的功率。

圖2中的感應(yīng)電壓表達(dá)式分別為：

(1)

式中：IP與IS分別為相應(yīng)量的相量有效值。

由圖1可知，傳遞給負(fù)載的功率受耦合線圈傳輸能力的限制。忽略線圈的內(nèi)阻和其他損耗，在系統(tǒng)諧振的條件下，IP與IS之間的相位差為90°，初級側(cè)線圈傳遞到次級側(cè)線圈的功率為：

S12=|V21IS|=ωMISIP

(2)

由式(2)可知，耦合線圈之間傳輸功率的大小由四個變量決定，分別為諧振頻率、互感、初級側(cè)線圈電流以及次級側(cè)線圈電流。為了實現(xiàn)大功率傳輸，在傳輸距離較大(大于50 mm)時，一般主要是增加互感和系統(tǒng)工作頻率。

初級側(cè)線圈和次級側(cè)線圈的電流值主要受諧振網(wǎng)絡(luò)的影響，電流過大容易損壞元器件，造成系統(tǒng)崩潰，因此不能隨意增加電流值。

無線充電系統(tǒng)中，兩同軸平行平面螺旋線圈之間的互感近似值為：

(3)

式中：μ0=4π×10-7H/m；n1為初級側(cè)線圈匝數(shù)；n2為次級側(cè)線圈匝數(shù)；r1為初級側(cè)線圈半徑；r2為次級側(cè)線圈半徑；d為兩線圈之間的距離。

由式(3)可知，有兩種方法可以增加互感，一是增加線圈的匝數(shù)和半徑，二是減小耦合線圈之間的距離。但是，前者會增加充電裝置的體積，同時引入較大的損耗，降低系統(tǒng)的效率；后者會減小系統(tǒng)的傳輸距離。因此，這兩種方法都使得巡檢機(jī)器人無線充電失去意義。目前的主流做法是使用大量磁芯來增加互感。雖然這樣能明顯增大互感的大小，但是也存在不足。例如，磁芯的價格較貴，大量使用磁芯會提高系統(tǒng)的成本[7]；同時，磁場在磁芯中會產(chǎn)生渦流，帶來額外的損耗。

另一種方法為適當(dāng)增大系統(tǒng)的工作頻率[5]。目前，巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)頻率一般為85 kHz，可以將系統(tǒng)的工作頻率提升到400 kHz以上。雖然開關(guān)頻率的提高，會增大逆變器開關(guān)損耗及線圈交流阻抗損耗等，但適度增加仍有利于提高系統(tǒng)的傳輸功率。受功率器件的限制，目前市場上的逆變器不能兼顧頻率和功率。功率器件MOSFET雖然工作頻率較高，但是功率較低。絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)功率較高，但是頻率很低，只有幾十kHz。因此，大功率的無線充電系統(tǒng)的頻率都比較低。近幾年來，受益于SiC功率器件的發(fā)展，研制大功率高頻逆變器成為可能。

3 高頻逆變器設(shè)計

巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)電磁干擾大，要求逆變器具有抗強(qiáng)電磁干擾的能力、體積盡量小、輸出功率盡可能大。因此，逆變器采用高頻、軟開關(guān)技術(shù)進(jìn)行設(shè)計，并采用集成度高的驅(qū)動芯片。以下對功率器件的選型、軟開關(guān)的設(shè)計技術(shù)及驅(qū)動電阻的選取進(jìn)行詳細(xì)分析。

3.1 功率器件選型

逆變器工作頻率高，傳統(tǒng)的Si材料無法滿足使用要求。與Si材料相比，SiC具有耐溫大、臨界擊穿電壓高、導(dǎo)通電阻小及電子飽和漂移速度快等特點。因此，SiC功率器件開關(guān)速度快、電流密度高，特別適用于高頻和大功率場合[9-10]。

3.2 軟開關(guān)技術(shù)

逆變器輸出功率大，其開關(guān)損耗也隨之增大。因此，如何利用軟開關(guān)技術(shù)降低逆變器損耗已成為研究熱點。軟開關(guān)技術(shù)依靠諧振來實現(xiàn)，因此，電路中至少包含一個諧振回路，諧振回路至少包含一個電感和電容。WPT系統(tǒng)典型電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 WPT系統(tǒng)典型電路結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Typical circuit structure of WPT system

在逆變器的輸出端，電路可以等效為電容、電感與一個阻抗的串聯(lián)，將MOSFET等效為導(dǎo)通電阻與輸出電容模型。因此，WPT系統(tǒng)可以等效為如圖4所示的串聯(lián)諧振變換器。圖4中，R為系統(tǒng)初級側(cè)的等效輸入阻抗。

圖4 WPT系統(tǒng)等效負(fù)載串聯(lián)諧振變換器Fig.4 Equivalent load series resonant converter for WPT system

在軟開關(guān)狀態(tài)下，整個電路表現(xiàn)為弱感性，A、B之間電流滯后電壓。假設(shè)初始時S1和S4導(dǎo)通，電流由A流向B，S2、S3的結(jié)電容VC2、VC3的極性為上正下負(fù)，S1和S4兩端的電壓為零。斷開S1和S4，由于此時電路中的電流不為零，電流通過S2和S3的續(xù)流二極管續(xù)流，S2和S3兩端的電壓被鉗位為零，iP繼續(xù)減小。這些都發(fā)生在死區(qū)時間內(nèi)，在電路中的電流降為零之前開通S2和S3(即為零電壓開通)。零電壓開通示意圖如圖5所示，其中虛線箭頭為電流方向。

圖5 零電壓開通示意圖Fig.5 Schematic diagram of zero voltage opening

通過以上分析得知，為了實現(xiàn)軟開關(guān)，關(guān)斷電流和死區(qū)時間需滿足一定的關(guān)系[8]。假設(shè)MOS管關(guān)斷后，電流成線性下降。則為了實現(xiàn)ZVS，在死區(qū)時間內(nèi)，充電量為：

(4)

式中：Cass,eq為線性等效輸出電容，需從MOSFET的數(shù)據(jù)手冊所給的數(shù)據(jù)表曲線中提取。

其算法為：

(5)

(6)

式中：t為死區(qū)時間；ioff為關(guān)斷時刻的電流。

將t換為周期和相位差，可得：

(7)

式中：fs為開關(guān)頻率；φ為逆變電源中電流滯后電壓的角度。

由此可得滯后角的表達(dá)式為：

(8)

因此，當(dāng)電流滯后電壓的角度滿足式(8)時，可以實現(xiàn)軟開關(guān)。精確實現(xiàn)ZVS非常困難，在工程實際應(yīng)用中，當(dāng)系統(tǒng)初、次級側(cè)電路完全調(diào)諧后，稍微增大系統(tǒng)工作頻率，可使系統(tǒng)工作在感性區(qū)，從而實現(xiàn)ZVS。具體滯后角度與系統(tǒng)參數(shù)有關(guān)。一般來說，角度太大會使開關(guān)損耗變大，并且無功功率增大；角度太小則不易實現(xiàn)軟開關(guān)。電源輸出的無功功率可以按照UinIsinφ進(jìn)行估計。其中，Uin和I分別為逆變器輸入電壓和電流。

3.3 驅(qū)動電路

驅(qū)動電路主要為MOSFET開關(guān)提供驅(qū)動電壓和驅(qū)動電流，驅(qū)動性能的好壞直接決定了MOSFET能否充分發(fā)揮出其性能。目前，驅(qū)動芯片已經(jīng)高度集成化，需要設(shè)計的僅僅是驅(qū)動電路。其中最重要的是驅(qū)動電阻[11]。

MOSFET驅(qū)動電路等效圖如圖6所示。圖6中：ig為驅(qū)動電流；Lk為電路中的寄生電感；Rg為驅(qū)動電路中所有電阻之和。

圖6 MOSFET驅(qū)動電路等效圖Fig.6 Equivalent MOSFET driving circuit

根據(jù)圖6，驅(qū)動回路的微分方程為：

(9)

將式(9)轉(zhuǎn)化為S域方程：

(10)

為了保證電流不發(fā)生震蕩，系統(tǒng)必須表現(xiàn)為過阻尼，因此可得驅(qū)動電阻的最小值為：

(11)

當(dāng)MOSFET關(guān)斷時，D、S兩端的電壓會突然增大，產(chǎn)生電流：

(12)

電流會在驅(qū)動電阻上產(chǎn)生電壓。為了防止誤導(dǎo)通，感應(yīng)電壓要小于MOSFET的導(dǎo)通電壓。因此，驅(qū)動電阻的最大值為：

(13)

一般來說，驅(qū)動電阻的取值大概在100 Ω以內(nèi)，電阻值跟工作頻率有關(guān)。驅(qū)動電阻越大，MOSFET的導(dǎo)通時間就越長，導(dǎo)通階段電壓與電流的重疊面積越大，導(dǎo)通損耗就越高。因此，驅(qū)動電阻不宜取得太大。

雖然驅(qū)動電阻越小，導(dǎo)通時間越短，但是驅(qū)動電流的震蕩越明顯，逆變器的振鈴現(xiàn)象就會越嚴(yán)重，會對系統(tǒng)中的電子元器件造成很大的應(yīng)力[12-14]。因此，要在輸出波形與工作頻率之間進(jìn)行取舍。在高頻逆變電源中，驅(qū)動電阻取位一般在5 Ω。

驅(qū)動電流的計算需要依據(jù)柵極電荷和開通時間。開通過程中柵極電荷變化曲線如圖7所示。

圖7 柵極電荷變化曲線Fig.7 Gate charge changing curve

MOSFET導(dǎo)通與關(guān)斷的時間與柵極電流的充放電速度有關(guān)，其開關(guān)時間與驅(qū)動電流的關(guān)系為：

(14)

因此：

(15)

由式(15)可知，為了減小電容充電時間，驅(qū)動芯片要提夠足夠大的瞬時驅(qū)動電流，即要有足夠大的驅(qū)動能力。驅(qū)動電流ig可表示為：

(16)

要獲得足夠大的驅(qū)動電流ig，必須要減小驅(qū)動電阻Rg。這可能會導(dǎo)致電流的震蕩。因此要綜合考慮，進(jìn)行取舍。

MOSFET柵極電容的充電和放電需要消耗能量，其功耗為：

Pdrive=QGVGSf

(17)

4 試驗

4.1 試驗原理

為了準(zhǔn)確地測試逆變器和整流橋的總體效率，逆變器效率測試原理如圖8所示。試驗參數(shù)如下：電感L為115 uH，電容C為440 pF，RL為52.8Ω，工作頻率為815 kHz。

圖8 逆變器效率測試原理示意圖Fig.8 Schematic diagram of efficiency test of inverter

4.2 測試結(jié)果

由于缺乏測試高頻電壓電流的功率分析儀，無法單獨測得逆變器和整流橋的效率。因此，本試驗直接測試逆變器輸入到整流橋輸出的效率。將逆變器的輸入功率由100 W上升至1 kW，測試直流輸入功率、逆變器出電壓與電流、負(fù)載電壓與電流。相關(guān)試驗數(shù)據(jù)見表1。

表1 試驗數(shù)據(jù)表Tab.1 Test data

逆變器效率計算公式為：

(18)

從表1中可以看出，隨著輸入功率的增加，逆變器和整流橋的效率越來越高，在1 kW時達(dá)到了95.2%。

5 結(jié)束語

本文研究輸煤系統(tǒng)軌道式巡檢機(jī)器人無線充電系統(tǒng)高頻逆變器的設(shè)計方法。首先對功率MOSFET的工作過程進(jìn)行詳細(xì)分析，得出實現(xiàn)軟開關(guān)時逆變器輸出電流的滯后角及驅(qū)動電阻的詳細(xì)計算方法，為高頻逆變器的設(shè)計奠定了理論基礎(chǔ)。采用軟開關(guān)技術(shù)及集成化的驅(qū)動芯片，成功研制出功率容量為5 kW、最高工作頻率為1 MHz的逆變器。