AD9832芯片在10.24 MHz頻率變換器中的應(yīng)用*

張曉華，王群穎，王衛(wèi)國，李娟

(1.武警湖北總隊，武漢 430062；2.武漢船用電力推進(jìn)裝置研究所，武漢 430064；3.武警后勤學(xué)院基礎(chǔ)部，天津 300361；4.中國人民武裝警察部隊警官學(xué)院，成都 610213)

0 引言

隨著數(shù)字電路的普及，鎖相環(huán)電路得到了大量的應(yīng)用。由其鑒頻工作原理可知，其輸入?yún)⒖荚葱盘柕臏?zhǔn)確度和穩(wěn)定度直接影響鎖相環(huán)電路輸出信號的精度。

在MC145152鎖相環(huán)芯片[1]應(yīng)用中，輸入?yún)⒖荚葱盘栱毻ㄟ^內(nèi)置R分頻器預(yù)分頻后才能作為鑒相參考頻率，R分頻器的分頻系數(shù)可選8，128，256，512，1 024，2 048，2 410，8 192其中之一。以常用10 MHz信號作為輸入?yún)⒖荚葱盘枙r，由于通過R分頻器后無法整除得到10的整數(shù)倍鑒相參考頻率，因而選取10 MHz信號并不適合。經(jīng)過計算，當(dāng)選擇2NMHz如2.048 MHz信號作為輸入?yún)⒖荚葱盘枙r，可以整除得到10的整數(shù)倍鑒相參考頻率。在本應(yīng)用中選取10.24 MHz作為輸入?yún)⒖荚葱盘?，R分頻器的分頻系數(shù)選1 024，鑒相參考信號為10 kHz。

MC145152鎖相環(huán)芯片得到10.24 MHz輸入?yún)⒖荚葱盘栍袃煞N方式，方式一是將10.24 MHz晶體外接于芯片OSC1和OSC2管腳，通過其內(nèi)部振蕩電路生成10.24 MHz信號，經(jīng)1 024分頻后作為鎖相環(huán)鑒相參考頻率。但普通石英晶體振蕩器只能達(dá)到10-5的頻率穩(wěn)定度，在采用優(yōu)質(zhì)石英晶體、恒溫控制等措施后，雖能達(dá)到10-11的頻率穩(wěn)定度，但因為成本或功耗等原因?qū)е潞苌偈褂谩７绞蕉菍?0.24 MHz信號外接于芯片OSC1管腳作為輸入?yún)⒖荚葱盘?，通過1 024預(yù)分頻后同樣能夠得到10 kHz鎖相環(huán)鑒相參考頻率。當(dāng)10.24 MHz外接信號頻率穩(wěn)定度達(dá)到10-11以上時，MC145152鎖相環(huán)控制的輸出頻率就可以達(dá)到10-11以上的頻率穩(wěn)定度，使方式二應(yīng)用于高精度時頻領(lǐng)域成為可能。

通過上述描述，應(yīng)用的核心在于研制出頻率穩(wěn)定度達(dá)到10-11以上的10.24 MHz參考源信號。經(jīng)過研究發(fā)現(xiàn)，10.24 MHz信號并不常用，通常都是由高精度的10 MHz信號經(jīng)過基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)(direct digital frequency synthesis，DDS)的頻率變換電路生成。

本文主要介紹一種利用DDS頻率變換電路產(chǎn)生10.24 MHz高精度信號的實現(xiàn)方法。該信號作為MC145152鎖相環(huán)參考源，使鎖定輸出信號具有較高的穩(wěn)定度。

1 AD9852芯片實現(xiàn)10.24 MHz頻率變換

有文獻(xiàn)已針對高精度10 MHz信號經(jīng)過頻率變換電路輸出高精度10.24 MHz信號作出介紹[2]，它通過FPGA(現(xiàn)場可編程門陣列)+DDS(直接數(shù)字頻率合成器，如AD9852)實現(xiàn)，在這一方案中，10.24 MHz信號是10 MHz信號經(jīng)倍頻電路后通過DDS器件AD9852直接輸出得到。

DDS器件可以精確預(yù)置輸出頻率和相位，應(yīng)用靈活且易于集成，但由于AD9852器件自身的技術(shù)要求所限，存在功耗高、雜散大、不利于電路小型化等缺點。最重要的是，根據(jù)Nyquist采樣定理，DDS的最高輸出頻率應(yīng)小于二分之一fc(輸入時鐘)，實際應(yīng)用中一般只能達(dá)到40%fc。也就是說，上述方案中為直接獲得10.24 MHz信號，10 MHz參考信號必須經(jīng)過至少3倍頻后才能作為AD9852器件的輸入時鐘(要求fc≥30 MHz)，因此該方案中倍頻電路是必需的。從理論上講，倍頻器將信號頻率提高N倍，會讓相噪抬高20 log(10N) dB，類似的N分頻會讓相噪降低20 log(10N) dB。那么，經(jīng)過計算由3倍頻電路所引入的附加相噪為9.5 dB，不容忽視。

2 AD9832芯片實現(xiàn)10.24 MHz頻率變換

經(jīng)過分析不難發(fā)現(xiàn)，若以10 MHz作為參考源信號，要得到10.24 MHz信號既可以由10 MHz通過倍頻電路經(jīng)DDS器件直接生成，也可以通過10 MHz信號和0.24 MHz信號混頻后獲取。其中0.24 MHz信號屬于低頻信號，10 MHz信號約為0.24 MHz信號的42倍頻，按照Nyquist采樣定理，10 MHz信號完全可以直接作為DDS器件的輸入時鐘fc，經(jīng)過直接數(shù)字頻率合成后得到0.24 MHz信號。

按照上述思路，只需利用DDS器件生成0.24 MHz信號即可。由于設(shè)計需求簡化，選用AD9852/AD9854之類功能復(fù)雜的DDS器件并不適合。而另一款DDS器件AD9832，既能夠以10 MHz直接作為輸入時鐘，又具有功耗低、調(diào)試簡便等優(yōu)點，且通過編程可精確預(yù)置輸出頻率和輸出相位，完全能夠滿足設(shè)計需求。以下將具體介紹AD9832器件在10.24 MHz頻率變換器中的應(yīng)用。

2.1 AD9832芯片使用原理介紹

DDS由相位累加器、累加寄存器、波形存儲器和D/A轉(zhuǎn)換器構(gòu)成，外部搭配低通濾波器。圖1為工作原理示意圖，它利用采樣定理，通過查表法產(chǎn)生波形。每接收一個時鐘脈沖fc，相位累加器將控制字k與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加，把相加后的結(jié)果送到累加寄存器的數(shù)據(jù)輸入端，以使相位累加器在下一個時鐘脈沖fc的作用下繼續(xù)與頻率控制字相加。如此，相位累加器在時鐘脈沖fc作用下，不斷對頻率控制字進(jìn)行線性相位累加。相位累加器最終輸出的數(shù)據(jù)就是合成信號的相位，用該相位數(shù)據(jù)作為波形存儲器(ROM)的相位取樣地址。這樣就可把存儲在波形存儲器內(nèi)的波形抽樣值(二進(jìn)制編碼)經(jīng)查找表查出，完成相位到幅值轉(zhuǎn)換。波形存儲器的數(shù)據(jù)輸出到D/A轉(zhuǎn)換器，D/A轉(zhuǎn)換器將數(shù)字量形式的波形幅值轉(zhuǎn)換成所要求合成頻率的模擬量信號，配合外部低通濾波器濾除生成的階梯形正弦波中的高頻成分，最終輸出頻譜純凈的正弦波信號fo。

圖1 DDS工作原理圖

AD9832芯片同樣由相位累加器、累加寄存器、波形存儲器和D/A轉(zhuǎn)換器構(gòu)成，它具有一個10位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，最高支持25 MHz輸入時鐘[3]，頻率控制字寄存器為32位。其輸出頻率Fout=Mclk×N/232。本文中MCLK為10 MHz參考時鐘，N為FOUT輸出0.24 MHz時，由MCU控制器寫入AD9832頻率控制字寄存器中的32位控制字。

將AD9832芯片合成的0.24 MHz與10 MHz信號混頻相加后即得到10.24 MHz信號。為了能夠滿足諧波、相位噪聲和穩(wěn)定度等技術(shù)要求，還需增加濾波、匹配、功率放大、隔離輸出等電路。設(shè)計原理如圖2所示。

2.2 AD9832外圍硬件電路介紹

按圖2的設(shè)計原理，頻率變換器包含有MCU主控單元電路[4]、AD9832單元電路、混頻電路、兩級濾波電路、匹配、放大以及隔離輸出電路。受篇幅所限，本文僅給出AD9832單元電路、3階橢圓帶通0.24 MHz濾波電路以及混頻電路[5]的設(shè)計，其余部分從略。圖3所示為AD9832單元電路。MCLK即為輸入時鐘管腳，接10 MHz參考源信號。

AD9832輸出的0.24 MHz由于含有豐富諧波成分，正弦信號呈階梯波狀，必須經(jīng)過帶通濾波器改善幅頻、相頻特性、濾除帶外雜散[2,6]后方可使用。橢圓函數(shù)濾波器由于其過渡帶很窄、下降迅速，相比其他函數(shù)濾波器性能更好[7]。結(jié)合設(shè)計需求，本文選擇3階橢圓帶通濾波器，通頻帶200 Hz，截止頻率為0.25 MHz，配合軟件仿真計算，實際電路如圖4所示。

圖3 AD9832單元電路、濾波電路及混頻電路圖

圖4 3階橢圓帶通濾波電路圖

圖5為3階橢圓帶通濾波電路前、后波形對比?？梢?，經(jīng)過帶通濾波器后0.24 MHz信號質(zhì)量得到明顯改善。

圖5 3階橢圓帶通濾波前、后波形對比圖

圖6所示為使用頻譜儀監(jiān)測AD9832的14腳IOUT輸出0.24 MHz信號頻譜和經(jīng)3階橢圓帶通濾波器后的0.24 MHz信號輸出頻譜。

可以看出，直接輸出的0.24 MHz信號中含有豐富的高次諧波梳狀譜分量，但經(jīng)過3階橢圓帶通濾波器后，頻譜純度得到明顯改善，諧雜波得到明顯抑制。

圖6 AD9832輸出頻譜和濾波輸出頻譜

經(jīng)3階橢圓帶通濾波后0.24 MHz信號與10 MHz信號的混頻是通過54HC86異或門(等同于作加法)得到，如圖7所示。其輸出為方波，再經(jīng)過高Q值、窄帶通晶體濾波電路[2]和選頻放大后最終可獲得光滑、頻譜純凈的10.24 MHz正弦波信號。

圖7 混頻電路圖

2.3 AD9832器件軟件編程

AD9832串行接口SPI時序圖如圖7所示，根據(jù)AD9832芯片寄存器控制字配置時序要求[3]，從SDATA口對3個16位功能寄存器依次賦值，串行數(shù)據(jù)從MSB開始，LSB結(jié)束。同步端FCTNC在對功能寄存器操作時拉低生效[8]。SCLK接外部10 MHz參考時鐘信號。具體寄存器內(nèi)容設(shè)置可參考芯片手冊和編程指南。

對AD9832軟件控制流程圖如圖8所示，編程控制如圖9所示。

圖8 AD9832串行接口SPI時序圖

圖9 AD9832軟件控制流程圖

修改頻率控制字N和相位控制字P[6，8-9]，就可以靈活修改輸出頻率和輸出相位。

2.4 10.24 MHz信號輸出信號頻譜分析

使用頻譜儀觀測10 MHz參考源信號和最終輸出的10.24 MHz頻譜信號如圖10所示?？梢姡?jīng)高Q值晶體濾波器及選頻放大后，10.24 MHz信號和10 MHz參考源信號質(zhì)量相當(dāng)，且諧、雜波成分得到了充分的抑制。

圖10 10 MHz參考源信號和10.24 MHz輸出頻譜對比圖

表1為10 MHz參考信號通過AD9832無倍頻方案和AD9852倍頻方案兩種頻率變換電路分別得到的10.24 MHz信號技術(shù)指標(biāo)對比，對比內(nèi)容包括信號諧波、功率、相位噪聲以及對提升鎖相環(huán)電路輸出頻率穩(wěn)定度的改善程度[6，10-11]。

對比發(fā)現(xiàn)，采用0.24 MHz信號與10 MHz信號混頻的無倍頻設(shè)計方案，同樣能夠得到10.24 MHz信號，并且諧波、相噪指標(biāo)已經(jīng)達(dá)到(遠(yuǎn)端)或優(yōu)于(近端)含有倍頻電路的AD9852方案。同時，MC145152鎖相環(huán)參考源采用頻率變換器方案生成的10.24 MHz對比10.24 MHz普通石英晶體振蕩器方案，其鎖相環(huán)輸出頻率穩(wěn)定度提升3個量級。

表1 技術(shù)指標(biāo)比對

3 結(jié)語

本文針對10.24 MHz頻率變換器展開研究和改進(jìn)，在不使用內(nèi)部或外部倍頻電路的情況下，利用10 MHz參考源信號直接作為數(shù)字頻率合成器件的輸入時鐘，實現(xiàn)了10.24 MHz信號的頻率變換。

同時，相關(guān)測試比對證明，在不使用倍頻電路的情況下，通過直接數(shù)字頻率合成器生成的信號在頻譜純凈度提升、諧波和相位噪聲抑制等方面處理更容易、改善效果更優(yōu)，并且具備低成本、功耗低、小型化等優(yōu)點。

推廣而言，對于10 MHz高穩(wěn)信號轉(zhuǎn)換為其他特殊頻點后作為高穩(wěn)信號輸出時，只需修改AD9832頻率控制字和相應(yīng)濾波參數(shù)即可。