基于寬頻比的雙頻Wilkinson功分器小型化設(shè)計(jì)*

李博博 ，王梓丞 ，郭慶功

（1.四川大學(xué) 電子信息學(xué)院，四川 成都 610065；2.中國(guó)洛陽(yáng)電子裝備試驗(yàn)中心，河南 洛陽(yáng) 471003）

0 引 言

隨著通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，多頻通信逐漸成為主流。功分器作為關(guān)鍵器件之一，廣泛應(yīng)用于通信系統(tǒng)。對(duì)于傳統(tǒng)Wilkinson功分器而言，只能工作在某一頻率及該頻率的奇次諧波上，不能滿足通信系統(tǒng)工作在任意雙頻的需求。通常，采用超寬帶設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)任意雙頻工作[1］，但是需要增加節(jié)數(shù)，導(dǎo)致尺寸變大，與當(dāng)前小型化的設(shè)計(jì)趨勢(shì)相悖。因此，設(shè)計(jì)小型化的可在任意兩個(gè)或多個(gè)頻段工作的功分器，具有重要的實(shí)用價(jià)值。

近年來，雙頻功分器的設(shè)計(jì)通常采用如下三種方法：阻抗變換法[2-5］、加載集總元件法[6］和耦合線法[7-8］。其中，文獻(xiàn)[3］在隔離電阻處引入并聯(lián)的開路微帶線實(shí)現(xiàn)小型化的雙頻功分器，且具有2.0～5.0的寬頻比。由于引入的開路微帶線與功分器傳輸線部分平行緊鄰，造成了耦合影響，導(dǎo)致頻率發(fā)生了偏移。文獻(xiàn)[6］采用輸出端口阻抗變換和引入RLC集總電路的思路，實(shí)現(xiàn)了雙頻功分器的輸出端口分離。由于它采用了電容、電感等有寄生效應(yīng)的集總元件，導(dǎo)致其高頻性能下降。文獻(xiàn)[7］設(shè)計(jì)了基于耦合線和隔離枝節(jié)的寬頻比雙頻功分器，通過在輸出端口外額外引入一對(duì)隔離枝節(jié)，實(shí)現(xiàn)了2.26～10.2的寬頻比，但是2.26～2.74頻率比時(shí)的耦合線間距僅0.01～1 mm，難以插入隔離電阻，且電路面積比傳統(tǒng)Wilkinson功分器擴(kuò)大1倍。本文采用一種基于耦合線的新型結(jié)構(gòu)，通過三端口阻抗變換法，設(shè)計(jì)了1.0～6.0寬頻比的任意頻率功分器。該結(jié)構(gòu)除一個(gè)電阻外不需要額外的集總元件，實(shí)現(xiàn)了更小的尺寸。

1 基礎(chǔ)理論

本文設(shè)計(jì)的雙頻功分器結(jié)構(gòu)如圖1所示。該結(jié)構(gòu)由三部分組成：一段耦合線（奇模阻抗為Z2o、偶模阻抗為Z2e，電長(zhǎng)度為θ2）、輸入輸出端口連接的三段傳輸線（特征阻抗為Z1和Z3，電長(zhǎng)度為θ1和θ3）及隔離電阻（阻值為R）。與文獻(xiàn)[9］中設(shè)計(jì)的多節(jié)結(jié)構(gòu)雙頻功分器相比，該雙頻功分器只要一段傳輸線，電路尺寸縮小近50%；與2015年所發(fā)表文獻(xiàn)[10］中的基于傳統(tǒng)Wilkinson理論設(shè)計(jì)的功分器相比，圖1的結(jié)構(gòu)擴(kuò)展了傳輸線Z1和Z3，把λ/4傳輸線Z2調(diào)整成耦合線結(jié)構(gòu)Z2o和Z2e[11］。因?yàn)樵摴Ψ制鹘Y(jié)構(gòu)是上下對(duì)稱的，所以使用奇偶模法來分析電路[12］，其奇偶模等效電路分別如圖2、圖3所示。為簡(jiǎn)化分析，令圖1中三節(jié)傳輸線的電長(zhǎng)度都等于θ。

圖1 雙頻功分器的結(jié)構(gòu)

圖2 偶模等效電路

圖3 奇模等效電路

1.1 偶模分析

設(shè)圖2的偶模等效電路中各節(jié)傳輸線的輸入阻抗分別是Zin1、Zin2和Zine，其中，Port 1的歸一化阻抗為2，耦合線的偶模阻抗為Z2e。根據(jù)傳輸線理論，各處的輸入阻抗為：

把式（1）帶入式（2），式（2）帶入式（3），化簡(jiǎn)并分離實(shí)部和虛部，得到：

1.2 奇模分析

設(shè)圖3的奇模等效電路中各節(jié)傳輸線的輸入阻抗分別是ZinA、ZinB和Zino。其中，Port 2的歸一化阻抗為1，耦合線的奇模阻抗為Z2o。根據(jù)傳輸線理論，各處的輸入阻抗為：

把式（6）帶入式（7），化簡(jiǎn)并分離實(shí)部和虛部，得到：

設(shè)功分器的兩個(gè)頻率點(diǎn)分別為f1和f2（f2=mf1且m＞1）。為了能夠同時(shí)在兩個(gè)頻率上工作，由文獻(xiàn)[13］可得，每節(jié)傳輸線在頻率f1和f2處對(duì)應(yīng)的電長(zhǎng)度需滿足關(guān)系：

因?yàn)轳詈暇€[14］的奇模阻抗Z2o小于其偶模阻抗Z2e，所以設(shè)耦合系數(shù)為：

因此，當(dāng)耦合系數(shù)k固定時(shí)，聯(lián)立式（4）、式（5）、式（8）～式（11）就能得到全部的設(shè)計(jì)參數(shù)。因?yàn)樵摲匠探M變量較多、結(jié)構(gòu)復(fù)雜、解析困難，所以采用Matlab數(shù)據(jù)擬合方法進(jìn)行求解。

2 設(shè)計(jì)分析

基于上述奇偶模分析法，設(shè)耦合線的耦合系數(shù)為0.8（Z2o=0.8Z2e），用Matlab解方程組，得到不同頻率比m時(shí)的電路設(shè)計(jì)參數(shù)如圖4所示，其中橫軸為頻率比m，縱軸為對(duì)50 Ω的歸一化特征阻抗值。

圖4 不同頻率比對(duì)應(yīng)的設(shè)計(jì)參數(shù)

從圖4可以看出，隨著頻率比m從1.0增加到6.0的過程中，耦合線的奇偶模阻抗Z2o和Z2e逐漸變大；當(dāng)m＞6.0時(shí)，Z2e＞130 Ω，此時(shí)微帶線線寬過小，加工十分困難。因此，上述結(jié)構(gòu)不適用于頻率比大于6.0的情況。所有的傳輸線特征阻抗和隔離電阻R都只是頻率比m的函數(shù)，與具體的頻率值無關(guān)。仿真中，令耦合系數(shù)為0.8，從圖4中可以查出所需頻率比m的設(shè)計(jì)參數(shù)。如果耦合系數(shù)為其他數(shù)值，需要更改Matlab程序中的耦合系數(shù)，重新生成設(shè)計(jì)參數(shù)即可。

圖5 ADS電路原理

3 仿真與加工測(cè)試

為了驗(yàn)證上述設(shè)計(jì)方法的可行性，設(shè)計(jì)了一個(gè)工作在2.4 GHz和5.8 GHz兩個(gè)WiFi頻段的雙頻Wilkinson功分器。首先，在圖4中取頻率比m為2.42，得到了初始的特征阻抗值，如表1所示。然后，選擇FR4介質(zhì)基板（板厚0.8 mm，介電常數(shù)4.4），在ADS中建立對(duì)應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)并進(jìn)行仿真。通過優(yōu)化選取最佳設(shè)計(jì)參數(shù)，對(duì)應(yīng)的電路如圖5所示，單位為mm。

表1 功分器的設(shè)計(jì)參數(shù)

圖6 雙頻功分器版圖

圖6 為雙頻功分器版圖，最終加工制作的雙頻功分器實(shí)物如圖7所示。

圖7 雙頻功分器實(shí)物

使用安捷倫公司的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行相應(yīng)的測(cè)試，功分器的測(cè)試與仿真結(jié)果的對(duì)比結(jié)果如圖8所示。

圖8 測(cè)試和仿真的參數(shù)對(duì)比

從圖8（a）可以看出，功分器的實(shí)際頻率分別是2.4 GHz和5.8 GHz，兩個(gè)頻率的S11均小于-20 dB。從圖8（b）可以看出，2.4 GHz和5.8 GHz插入損耗不高于0.4 dB和1.1 dB。從圖8（c）可以看出，2.4 GHz的S22參數(shù)為-23 dB，5.8 GHz的S22參數(shù)為-12 dB。從圖8（d）可以看出，2.4 GHz的隔離度為-24 dB，5.8 GHz的隔離度為-21 dB。測(cè)試與仿真結(jié)果吻合良好，能夠很好地應(yīng)用于雙頻WiFi通信系統(tǒng)。仿真和測(cè)試得到的數(shù)據(jù)有細(xì)微差別，導(dǎo)致這種狀況的原因可能是焊接過程中導(dǎo)致微帶線的有效電長(zhǎng)度發(fā)生了細(xì)微變化。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文在對(duì)雙頻功分器設(shè)計(jì)方法的研究基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)出了一種基于耦合線的具有寬頻比和小型化特性的雙頻Wilkinson功分器。該功分器僅包含一節(jié)耦合線和一個(gè)隔離電阻，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，兩個(gè)頻率自由可調(diào)，尺寸相比傳統(tǒng)Wilkinson功分器小50%，可用于1.0～6.0的頻率比，具有一定的設(shè)計(jì)自由度。最后，加工了一種用于2.4 GHz和5.8 GHz的雙頻WiFi功分器并進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試和仿真結(jié)果吻合良好，驗(yàn)證了該方法的可行性和正確性，這對(duì)具有寬頻比特性的雙頻Wilkinson功分器小型化設(shè)計(jì)具有重要的參考價(jià)值。