基于FPGA數(shù)字PLL諧振頻率的跟蹤研究

余成波，張 林，龍 曦

(重慶理工大學(xué) 輸變電技術(shù)研究所， 重慶 400050)

磁耦合無線電能傳輸技術(shù)(MCR-WPT)經(jīng)過不斷發(fā)展，取得了一定的進(jìn)步，但其在工業(yè)領(lǐng)域和實(shí)際生活中的應(yīng)用并不常見，許多問題還亟待解決[1-2]。在電能傳輸過程中，受外界障礙物(如導(dǎo)磁性物體)、接受端負(fù)載以及電路工作溫度等各方面的影響，收發(fā)勵(lì)磁線圈的電感量發(fā)生變化，從而導(dǎo)致諧振頻率的變化，即失諧機(jī)理[3]。傳輸效率的急劇下降造成了電能浪費(fèi)。

目前，針對失諧問題的解決方法主要集中在自適應(yīng)阻抗匹配和頻率跟蹤兩方面[4-5]。自適應(yīng)阻抗匹配通過動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)阻抗值，保證系統(tǒng)的諧振狀態(tài)，但參數(shù)的改變會(huì)同時(shí)導(dǎo)致系統(tǒng)其他參數(shù)的變化，在實(shí)際工程應(yīng)用中可操作性不強(qiáng)[6]。頻率跟蹤采用頻率補(bǔ)償方式動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)系統(tǒng)的開關(guān)頻率，但傳統(tǒng)的頻率跟蹤方法存在高頻切換開關(guān)損耗大、過零檢測信號畸變、相位延遲等問題[7-8]。

針對上述缺陷，本文設(shè)計(jì)了一種基于FPGA實(shí)現(xiàn)的數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)頻率跟蹤MCR-WPT裝置，采用雙E類逆變在軟開關(guān)狀態(tài)下提供高頻逆變電源，降低了開關(guān)管損耗。FPGA對采樣信號的快速處理和對數(shù)字環(huán)路濾波器K值的靈活選擇，使PLL電路的捕捉時(shí)間短，同步誤差小，抗干擾能力強(qiáng)。根據(jù)數(shù)字PLL的電路要求，采用Verilog HDL語言自頂向下的設(shè)計(jì)思路分別設(shè)計(jì)了頂層文件、鑒相器、環(huán)路濾波器、數(shù)控振蕩器以及可控分頻器。最后，通過Quartus II 13.1對電路進(jìn)行仿真及驗(yàn)證。

1 MCR-WPT鎖相環(huán)電路原理分析

數(shù)字鎖相環(huán)作為閉環(huán)控制系統(tǒng)，是負(fù)反饋控制系統(tǒng)，由基本的鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)、數(shù)控振蕩器(NCO)組成，如圖1所示。

圖1中：θ1(t)、θ2(t)分別為輸入、輸出信號的瞬時(shí)相位；Ud(t)為θ1(t)-θ2(t)的差值電壓信號函數(shù)，Uc(t)為Ud(t)經(jīng)過環(huán)路濾波器后的電壓信號。應(yīng)用在MCR-WPT的工作原理為：利用互感器采集發(fā)射諧振線圈的電流信號，將放大整形后得到的電壓信號U1(t)作為鎖相環(huán)的輸入。壓控振蕩器的輸出信號U2(t)一方面驅(qū)動(dòng)雙E類逆變電路工作；一方面作為反饋信號與U1(t)進(jìn)行瞬時(shí)相位比較，得到二者的相位差信號Ud(t)。經(jīng)過低通濾波得到平滑的控制信號Uc(t)，Uc(t)控制壓控振蕩器輸出信號U2(t)，最后使U1(t)、U2(t)兩個(gè)信號同頻同相，從而維持發(fā)射回路的諧振狀態(tài)。MCR-WPT鎖相環(huán)頻率跟蹤電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖1 鎖相環(huán)路的閉環(huán)控制系統(tǒng)

圖2 MCR-WPT鎖相環(huán)頻率跟蹤電路結(jié)構(gòu)

2 二階數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)

2.1 鑒相器的數(shù)字化模型

鑒相器作為相位比較裝置，用來檢測輸入信號相位θ1(t)和反饋信號θ2(t)之間的相位差θ(t)，輸出信號Ud(t)為相差θ(t)的函數(shù)。當(dāng)輸出信號電壓值變化時(shí)，其相差也發(fā)生相應(yīng)的變化。這種變化在具有線性特性的情況下，設(shè)計(jì)較為簡單，常用的鑒相器特性曲線有正弦形特性、三角形特性、鋸齒形特性等。由于采集的電流信號為正弦函數(shù)，因此采用正弦形特性的鑒相器。工程上常用乘法器與低通濾波器的串接作為模型[9]，如圖3(a)所示。設(shè)乘法器的系數(shù)為Km，輸入信號Ui(t)為

Ui(t)=Uisin[ω0+θ1(t)]

(1)

式中：ω0為壓控振蕩器的固有頻率；θ1(t)為輸入信號的瞬時(shí)相位。反饋輸出信號U0(t)為

Uo(t)=Uosin[ω0+θ2(t)]

(2)

式中：θ2(t) 為輸出信號的瞬時(shí)相位。輸入信號和輸出信號相乘后，經(jīng)過低通濾波器濾除2ω的高頻成分，得到輸出電壓Ud(t)。

Ud(t)=0.5KmUiUocos[θ1(t)-θ2(t)]

(3)

正弦鑒相器的特性曲線如圖3(b)所示。將其近似為線性曲線，則在(-π/2,π/2)內(nèi)近似為斜率為Ud的直線，在(π/2,3π/2)內(nèi)近似為斜率為-Ud的直線。因此，當(dāng)相位誤差滿足-π/2 <θ(t)<π/2時(shí)，式(2)可近似為

Ud(t)≈Vdθ(t)=Kdθ(t)

(4)

式中：Kd= 0.5KmUiUo，為鑒相器的鑒相增益。串接的低通濾波器采用FIR實(shí)現(xiàn)，過渡帶設(shè)計(jì)為200～600 Hz，采樣頻率為8 kHz(大于輸入信號頻率的兩倍即可)，通帶紋波為0.03 dB、阻帶紋波為0.05 dB，采用firpm和fir1函數(shù)分別設(shè)計(jì)最優(yōu)濾波器和窗函數(shù)濾波器。3種FIR濾波器的設(shè)計(jì)如圖4所示。

圖3 正弦鑒相器

圖4 3種FIR濾波器的設(shè)計(jì)

不考慮低通濾波器的作用，對鑒相器做近似線性化處理，相當(dāng)于增益為Kd的線性增益模塊：

Kd=0.5KmUiUo

(5)

2.2 環(huán)路濾波器的數(shù)字化模型

對于任何頻率的信號，鑒相器的響應(yīng)都是乘以1個(gè)增益常數(shù)Kd，其相位響應(yīng)為0，而壓控振蕩器在整個(gè)電路中產(chǎn)生固定的90°相移。因此，整個(gè)鎖相環(huán)的穩(wěn)定性取決于環(huán)路濾波器的特性。環(huán)路濾波器在PLL電路中不僅可以濾除誤差電壓Ud(t)中的高頻成分和噪聲，還控制著環(huán)路相位校正的速度與精度，保證環(huán)路所要求的性能，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

傳統(tǒng)的RC濾波器具有相位滯后的特點(diǎn)，不利于提高環(huán)路的相位裕度，且無法在輸入信號和本地振蕩頻率有頻差的情況下達(dá)到穩(wěn)態(tài)相差為0。相比之下，采用有源比例積分濾波器作為環(huán)路濾波電路則具有良好的穩(wěn)定性，在存在頻差的情況下，穩(wěn)態(tài)相差可達(dá)0，有源比例積分電路如圖5所示。

圖5 有源比例積分電路

利用虛斷、虛短計(jì)算出濾波電路的傳輸函數(shù)：

F(s)= -A· (1 +sτ2)/1 +sτ1

(6)

式中：τ1=(R1+AR1+R2)C；τ2=R2C；A為運(yùn)算放大器無反饋時(shí)的電壓增益。若運(yùn)算放大器增益A足夠大，則式(6)可以近似為

F(s)=-(1+sτ2)/sR1C

(7)

由式(7)可知：分子中只有1個(gè)時(shí)間積分因子，因此會(huì)引起90°的相位滯后，但分母的積分因子會(huì)引起相位超前。隨著頻率的增加，相位超前越多，越接近90°。令τ1=R1C，利用Matlab繪制不同時(shí)間積分下有源比例積分器的伯德圖，如圖6所示。由圖6可知：在零頻附近相位滯后為90°，相位的滯后量隨著頻率的增加逐漸減小。將式(7)模擬系統(tǒng)轉(zhuǎn)換為數(shù)字系統(tǒng)，數(shù)字化函數(shù)為

(8)

式中：T為采樣周期；τ1、τ2為時(shí)間積分常數(shù)，C1=(2τ2+T)/2τ1，C1=T/τ1。對式(8)進(jìn)行數(shù)字化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，環(huán)路濾波器Z域結(jié)構(gòu)如圖7所示。

圖6 有源比例積分伯德圖

圖7 環(huán)路濾波器Z域結(jié)構(gòu)

根據(jù)采用周期T、時(shí)間積分常數(shù)τ1、τ2可以得到C1、C2的數(shù)值。根據(jù)圖7數(shù)字化結(jié)構(gòu)，采用Verilog HDL語言設(shè)計(jì)數(shù)字電路，可得到2階環(huán)路濾波器RTL原理圖，如圖8所示。

圖8 2階環(huán)路濾波器RTL原理圖

2.3 數(shù)控振蕩器的數(shù)字化模型

振蕩器是一個(gè)電壓與頻率的轉(zhuǎn)換裝置。壓控振蕩器(VCO)與數(shù)控振蕩器(NCO)的作用基本相同，壓控振蕩器通過電壓控制振蕩器的角頻率輸出，其輸出信號角頻率與輸入信號電壓值之間的關(guān)系為

ωc(t)=ω0+Κ0Uc(t)

(9)

式中：ω0為壓控振蕩器的固有頻率；K0為控制靈敏度，其控制特性如圖9所示。由鑒相器特性可知：當(dāng)VCO輸入電壓為0時(shí)，振蕩角頻率為ω0；在線性控制區(qū)域內(nèi)，控制靈敏度K0越大，則線性曲線斜率越大。由鑒相器輸入特性可知：振蕩器的輸出信號為瞬時(shí)相位形式，對式(9)兩邊同時(shí)積分，得到輸出信號的瞬時(shí)相位

(10)

由式(10)可知：瞬時(shí)相位值θ2(t)將ω0t作為基準(zhǔn)值，1/P作為積分因子，VCO的輸出信號和式(2)一致。

圖9 壓控振蕩器的控制特性

數(shù)字域中，數(shù)控振蕩器通過產(chǎn)生正交的正余弦樣本構(gòu)成幅度-相位的轉(zhuǎn)換電路。在系統(tǒng)時(shí)鐘的控制下，由相位累加器對輸入頻率字不斷累加，得到以該頻率字為步長的數(shù)字相位，再通過相位模塊進(jìn)行初始相位偏移，得到輸出的相位。NCO輸出信號頻率與輸入電壓值之間的關(guān)系為

ω(n)=2πf0+2π0Uc(n)fclk/2Bnco

(11)

式中：fclk為時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)頻率；Bnco為相位字寬，是NCO的頻率控制的自然數(shù)，控制靈敏度K0=fclk/ 2BncoHz/V。對式(11)進(jìn)行Z變換，得到NCO的數(shù)字模型：

(12)

式中K0′=K0Tclk。至此，獲得了數(shù)字鎖相環(huán)的鑒相器、環(huán)路濾波器和數(shù)控振蕩器的數(shù)字化模型。

3 二階數(shù)字鎖相環(huán)的仿真與實(shí)驗(yàn)

各個(gè)環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)完成之后，將輸入信號、輸出信號以及各環(huán)節(jié)組成部分進(jìn)行相應(yīng)的變換，得到鎖相環(huán)Z域模型，如圖10所示。

圖10 鎖相環(huán)的Z域相位模型

由圖10可知：輸入相位θ1(z)和輸出響應(yīng)相位θ2(z)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

(13)

將式(2)、(8)和(12)代入式(13)可得數(shù)字2階鎖相環(huán)的系統(tǒng)函數(shù)

(14)

式中：Kz=KdK0′，Kz稱為數(shù)字鎖相環(huán)的增益，其大小直接影響環(huán)路的穩(wěn)態(tài)差異、捕獲寬帶等重要性能。至此，總結(jié)數(shù)字鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)步驟如下：

步驟1根據(jù)設(shè)計(jì)要求，確定相位增益Kz、系統(tǒng)采樣頻率fs、環(huán)路阻尼系數(shù)ζ和固有振蕩頻率ωn。

步驟2計(jì)算C1、C2。

在Quartus中設(shè)置IP核參數(shù)(鑒相器、數(shù)控振蕩器)和環(huán)路濾波器的Verilog HDL設(shè)計(jì)參數(shù)，PLL數(shù)字電路參數(shù)設(shè)計(jì)如表1示。

表1 PLL數(shù)字電路參數(shù)設(shè)計(jì)

經(jīng)過綜合編譯Verilog HDL代碼后，啟動(dòng)ModelSim仿真工作。在wave窗口從上到下依次添加輸出信號波形、輸入信號波形以及鑒相器兩路波形信號，仿真波形如圖11所示。

圖11 二階鎖相環(huán)ModeSim仿真波形

觀察電路仿真至穩(wěn)態(tài)時(shí)波形末端的局部放大圖可以判斷是否完成相位的鎖相。其中，圖11(a)、(d)完成相位鎖定，圖11(b)、(c)相位失鎖。對比圖11(a)、(b)可知：增益K一定時(shí)，初始頻差越小，鎖相速度越快；圖11(a)、(c)中，初始頻差一定時(shí)，增益越大，鎖相速度越快。由圖11(d)可知：環(huán)路能正常鎖定，發(fā)射線圈中的電流和電壓信號同相位。綜合對比分析可知：

1) 環(huán)路能否成功鎖定跟蹤，與環(huán)路增益大小、電流和電壓信號初始頻差有關(guān)。

2) 環(huán)路參數(shù)確定后，環(huán)路最大增益確定。當(dāng)環(huán)路增益大于該值，環(huán)路失鎖。初始頻差相同的情況下，環(huán)路增益越小，捕獲時(shí)間越長。

3) 無論環(huán)路是否存在初始頻差，當(dāng)環(huán)路鎖定后，其穩(wěn)態(tài)相差基本為0。

FPGA管腳分配后，將數(shù)字電路下載至開發(fā)版，搭建線電能傳輸裝置，如圖12所示。測試在有無數(shù)字PLL控制下MCR-WPT電路的傳輸效率和傳輸功率，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13、14所示。

圖12 頻率跟蹤磁耦合無線電能傳輸裝置

在傳輸距離為10 cm時(shí)，數(shù)字PLL控制的電路傳輸效率提高了30%，功率提高了50 W。采用數(shù)字PLL跟蹤控制電路諧振頻率保證了發(fā)射電路和接受電路處于具有較高的耦合系數(shù)和強(qiáng)耦合的工作狀態(tài)，因此傳輸效率得到了提高。同時(shí)，電路的諧振狀態(tài)也保證了電路處于純電阻狀態(tài)，電路總阻抗減少，因此負(fù)載輸出功率得到了提高，電路整體性能增強(qiáng)。

圖13 不同傳輸距離下的傳輸效率

圖14 不同傳輸距離下的傳輸功率

4 結(jié)術(shù)語

通過數(shù)字PLL電路仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知：數(shù)字PLL環(huán)路能實(shí)現(xiàn)無線電能傳輸電路中諧振頻率的跟蹤控制，從而提高系統(tǒng)的傳輸效率和功率。環(huán)路的增益、帶寬決定了環(huán)路能否實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤。數(shù)字PLL電路能有效地解決諧振頻率漂移問題，為無線電能傳輸系統(tǒng)效率的提高提供了一定的參考。