李凱晗
(廣西大學(xué) 電氣工程學(xué)院,廣西 南寧 530000)
隨著社會經(jīng)濟的發(fā)展,傳統(tǒng)能源日益減少,世界各國越來越重視太陽能源的開發(fā)和利用。就目前國內(nèi)外的研究而言,提出的控制方法還無法解決系統(tǒng)穩(wěn)定性差和并網(wǎng)電流諧波含量高的問題。因為單相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)為非線性系統(tǒng),不容易控制,所以選擇采用非線性自抗擾控制器和PI控制器分別對電壓uc和并網(wǎng)電流進行控制。該控制策略滿足并網(wǎng)條件,能把逆變器輸出電流的THD控制在5%以下,即使受到干擾也能快速恢復(fù)正常狀態(tài),抗干擾能力更強[1]。
在單相并網(wǎng)逆變器中,直流側(cè)輸入電壓udc由LCL濾波器及DC/AC全橋逆變器組成。逆變控制技術(shù)作為逆變器中最關(guān)鍵的部分,電壓源輸入和電流源輸入是逆變部分采取的控制方法[2]。單相并網(wǎng)逆變器的控制結(jié)構(gòu)如圖1所示。
由圖1可得,直流側(cè)數(shù)學(xué)模型為:
LOL濾波器的數(shù)學(xué)模型為:
圖1 光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖
逆變器模型為:
其中,uc為電容Cdc的兩端電壓,光伏板電流升壓后的輸出電流為ie,直流側(cè)母線電流為id,L1流過電流為i1,并網(wǎng)電流為is,電容C1兩端的電壓為vc1,逆變器輸出電壓為vinv,并網(wǎng)電壓為vout。
如圖2所示,為前級升壓后的直流側(cè)電壓。在改進的控制策略下,系統(tǒng)控制過程為:將作為參考電壓,經(jīng)過ADRC調(diào)節(jié)與控制得到相應(yīng)的內(nèi)環(huán)電流;與鎖相環(huán)檢測到的電網(wǎng)電壓的相位sinθ相乘,乘積的結(jié)果即電流環(huán)的參考電流;全橋逆變器通過脈寬調(diào)制驅(qū)動,諧波干擾通過LCL濾波器濾除,從而實現(xiàn)并網(wǎng)控制,并入電網(wǎng)電流。
圖2 ADRC和PI相結(jié)合的光伏并網(wǎng)逆變器控制圖
簡化的被控對象為:
過渡過程設(shè)計中采用的一階跟蹤微分器不僅要快速跟蹤目標(biāo),還要使跟蹤信號不能超調(diào)并保持穩(wěn)態(tài)值,表達式為:
式中v1為跟蹤微分器輸入,r為反映TD變化規(guī)律的特征參數(shù),α0為fal函數(shù)中的非線性因子,δ0為控制參數(shù)。
圖3 內(nèi)環(huán)PI控制器的結(jié)構(gòu)框圖
通過圖3可以看出,該內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為:有很多方法可以對PI控制器的參數(shù)進行整定,首先采用“振蕩指標(biāo)法”獲得一組參數(shù),然后在一定范圍內(nèi)對這組參數(shù)做細(xì)微調(diào)整,在保證系統(tǒng)有較高動態(tài)性能的同時,具備一定的穩(wěn)態(tài)精度。式(11)為典型的Ⅱ型開環(huán)傳遞函數(shù),所以有:
此時引入變量h,有:
其中,wc為開環(huán)系統(tǒng)截止頻率。最小的閉環(huán)幅頻峰值為:
系統(tǒng)閉環(huán)傳函的幅頻特性的峰值為Mr,即Mr=(h+1)/(h-1)。經(jīng)驗表明:當(dāng)Mr的值處于1.2~1.5、h值處于5~10時,系統(tǒng)具有好的動態(tài)性能,所以在此選擇Mr為1.35,h為6.7。根據(jù)式(14)可得出T=0.59×10-4,并且通過以上公式的推導(dǎo)可以得出T=3.953×10-4,k0=0.246 4×108。此外,通過計算可以得到ki=246.4,kp=0.097??紤]到整個控制性能會受到參數(shù)的影響,通過大量的計算和實驗,電流諧波在滿足入網(wǎng)含量最低時,確定控制系統(tǒng)的參數(shù)為K=0.003 2,T=0.000 01。
針對傳統(tǒng)控制器容易受非線性不確定因素影響導(dǎo)致并網(wǎng)電流總諧波失真及系統(tǒng)穩(wěn)定性差的問題,提出了外環(huán)自抗擾控制內(nèi)環(huán)PI控制的雙閉環(huán)控制策略[3]。該控制系統(tǒng)受到干擾時能快速恢復(fù)穩(wěn)定,抗干擾能力強。此外,在實際生活中對光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)進行控制時,應(yīng)考慮不同阻值的線路對并網(wǎng)電流諧波含量的影響。