一種單頻載波中插入線性調(diào)頻信號的水聲遙控技術(shù)?

白仲鑫 張效民 鄭 凱

（西北工業(yè)大學(xué)航海學(xué)院 西安 710072）

1 引言

遠(yuǎn)程水聲遙控是利用聲波實(shí)現(xiàn)遙控命令傳遞的一種單工水聲通信技術(shù)，該技術(shù)被廣泛應(yīng)用于水聲釋放器［1］、石油開發(fā)［2］、水雷遙控［3］及無人航行器的遠(yuǎn)程控制等民用和軍事領(lǐng)域。

對于通信系統(tǒng)而言必須同時(shí)滿足可靠性和有效性兩個(gè)應(yīng)用要求，但是由香農(nóng)公式［4］可知這兩者是一對矛盾體，在實(shí)際應(yīng)用中通常根據(jù)應(yīng)用場景及應(yīng)用要求選取折中方案。對于遠(yuǎn)程遙控而言，首先必須具備極強(qiáng)的可靠性，因?yàn)橐坏┻b控目標(biāo)發(fā)生錯(cuò)誤動作可能會造成巨大的經(jīng)濟(jì)損失、甚至引發(fā)致命的災(zāi)難，一般水聲遙控系統(tǒng)的誤碼率達(dá)到10-5～10-6左右才能滿足應(yīng)用要求，這遠(yuǎn)高于一般水聲通信系統(tǒng)對誤碼率的要求。此外，由于遙控指令的數(shù)據(jù)量不大對遙控系統(tǒng)的有效性要求較小，因此通信速率可以很低。

在軍事應(yīng)用上，為了避免敵方發(fā)現(xiàn)，遙控的隱蔽性也變得越來越重要。另外，隨著人類對海洋開發(fā)活動的日益增加，人為的水下高強(qiáng)度的噪聲會導(dǎo)致海洋動物聽覺缺失，甚至死亡［5～6］，因此水聲遙控還應(yīng)盡量避免對海洋生物產(chǎn)生強(qiáng)的單頻噪聲干擾。由于擴(kuò)頻通信可將頻譜展寬實(shí)現(xiàn)低信噪比隱蔽傳輸，因此得到了廣泛的研究，但是擴(kuò)頻通信需要進(jìn)行復(fù)雜的擴(kuò)頻同步等工作，導(dǎo)致接收機(jī)結(jié)構(gòu)十分復(fù)雜。在遠(yuǎn)程遙控系統(tǒng)中受接收設(shè)備體積、功耗等的限制，通信算法應(yīng)較為簡單且易于實(shí)現(xiàn)。

出于低算法復(fù)雜度以便工程實(shí)現(xiàn)、高抗噪聲性能以實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程可靠傳輸以及展寬頻譜以利于系統(tǒng)隱蔽和降低噪聲干擾等三點(diǎn)考慮，本文以魯棒性較好的BFSK載波調(diào)制技術(shù)為基礎(chǔ)，提出了一種周期性插入線性調(diào)頻信號的遙控指令產(chǎn)生方案，實(shí)現(xiàn)了頻譜展寬。在接收端利用正交解調(diào)進(jìn)行解碼，并采用了Turbo信道編碼技術(shù)進(jìn)一步保證了系統(tǒng)的抗噪聲性能。

2 遙控發(fā)送信號產(chǎn)生算法

盡管PSK調(diào)制的抗噪聲性能比FSK調(diào)制的抗噪聲性能好，但是遠(yuǎn)程水聲信道中由于水面反射、海底反射、不均勻介質(zhì)的散射等原因會引起載波相位的快速跳變，導(dǎo)致PSK信號解調(diào)時(shí)獲取同步載波信息比較難，此外，載有信息的信號經(jīng)水聲信道傳輸后會產(chǎn)生嚴(yán)重的相位畸變，即便能夠精確地獲得同步載波，但是由于傳遞信息的相位發(fā)生了畸變所以解調(diào)的結(jié)果中會存在嚴(yán)重的錯(cuò)誤。出于頻譜展寬的目的并考慮到遙控系統(tǒng)對魯棒性的要求，本文在魯棒性較好的BFSK調(diào)制的基礎(chǔ)上提出了周期插入線性調(diào)頻信號的遙控信號的產(chǎn)生方案。假遙控信號的符號周期為T，首先用脈寬為Tc的方波對遙控信號調(diào)制，如圖1所示：

圖1 遙控信號結(jié)構(gòu)

圖1中f0為單頻信號y=sin(2πf0t)，表示發(fā)送信息“0”；同理f1為單頻信號y=sin(2πf1t)表示發(fā)送信息“1”。fc0和fc1均為周期性插入的線性調(diào)頻信號，且頻率分別在fc0∈[fL0,fH0]和fc1∈[fL1,fH1]之間。為了實(shí)現(xiàn)正交解調(diào)，兩個(gè)單頻載波信號必須正交，任意初始相位的兩個(gè)正弦信號的正交條件為［7］

當(dāng)m=1時(shí)得最小頻率間隔f0-f1=1/Ts（Ts為正弦信號的持續(xù)時(shí)間）。此外，為了保證發(fā)射換能器正常工作，載波調(diào)制信號還應(yīng)滿足相位連續(xù)的條件，對于f0和f1本文選擇一種特殊情況，使得單頻載波信號在Tc間隔內(nèi)恰好包含整數(shù)個(gè)周期，即

假設(shè)線性調(diào)頻信號的初值為fout且調(diào)頻斜率為k，則周期插入的線性調(diào)頻信號為

為了滿足頻率區(qū)間約束，在Tc間隔內(nèi)有

式（4）中對應(yīng)信息“0”和“1”，Δfmax分別為Δfmax=max{|fL0-fout|,|fH0-fout|}和Δfmax=max{|fL1-fout|,|fH1-fout|}。并且k的符號由Δfmax的取值確定，當(dāng)取值為|fL0-fout|或|fL1-fout|時(shí)k為負(fù)；反之，當(dāng)Δfmax為|fL0-fout|或|fL1-fout|時(shí)k為正。

由于單頻信號y=sin(2πf0t)和y=sin(2πf1t)在Tc間隔內(nèi)恰好包含整數(shù)個(gè)周期，因此為了滿足連續(xù)相位約束，線性調(diào)頻信號在Tc間隔內(nèi)的截止相位應(yīng)為π的整數(shù)倍，即

因此調(diào)頻斜率k為

將式（6）帶入式（4）可得：

當(dāng)調(diào)頻斜率k＞0時(shí)m取滿足式（7）的最大整數(shù)值，反之取最小整數(shù)值。因此Tc間隔內(nèi)線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生步驟為

1）在fc0∈[fL0,fH0]或fc1∈[fL1,fH1]之間隨機(jī)選擇初始頻率fout；

2）計(jì)算調(diào)頻寬度Δfmax以及判斷調(diào)頻斜率k的正負(fù)；

3）根據(jù)式（6）及k值正負(fù)計(jì)算滿足約束條件的整數(shù)值m；

4）將m、fout和Tc代入式（5）計(jì)算調(diào)頻斜率k；5）將fout和k代入式（1）生成線性調(diào)頻信號。

3 遙控信號的正交解調(diào)

出于解碼算法的魯棒性考慮，本文利用BFSK信號的正交解調(diào)方法，對遙控信號進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)方案如圖2所示。

圖2中首先將接收的信號經(jīng)過一個(gè)中心頻率在(f0+f1)/2帶通濾波器將周期插入的線性調(diào)頻信號濾除，然后進(jìn)行正交解調(diào)。解調(diào)時(shí)采用同相信道I和正交信道Q對濾波器后的遙控信號進(jìn)行非相干解調(diào)，其中上兩條支路是用來檢測頻率為f0的單頻信號，下兩條支路用來檢測頻率為f1的單頻信號。

當(dāng)發(fā)送信息“0”時(shí)，接收信號經(jīng)過帶通濾波后變?yōu)?/p>

式（8）中γ為接收信號的幅度，an=1 0 1 0 …，p(t-nTc)為寬度為Tc的方波脈沖即∑nanp(t-nTc)表示周期性方波，φ0為接收信號的初始相位，n(t)為加性噪聲。當(dāng)相位φ0=0時(shí)，接收信號與第一個(gè)支路信號相關(guān)，與其他三個(gè)支路正交；當(dāng)接收信號為φ0≠0時(shí)，接收信號與前兩個(gè)支路部分相關(guān)，與后兩條支路正交。當(dāng)發(fā)送信息“1”時(shí)，接收信號經(jīng)過帶通濾波器后有類似的情況。

理論上接收信號經(jīng)過帶通濾波器濾除周期插入的線性調(diào)頻信號后會損失一半能量，因此相比傳統(tǒng)的BFSK信號的正交解調(diào)該方案會有-3db的性能損失。即該方案以-3db的損失來換取發(fā)送信號的頻譜展寬并且在接收端避免復(fù)雜的擴(kuò)頻同步工作。為了彌補(bǔ)性能損失，本文進(jìn)一步研究了Turbo信道編碼技術(shù)來提升該方案的抗噪聲性能。

4 Turbo信道編碼

本文的Turbo信道編碼方案采用常用的Turbo碼的并行級聯(lián)結(jié)構(gòu)，如圖3所示。

編碼時(shí)二進(jìn)制序列u首先經(jīng)過交織器產(chǎn)生交織信息序列u?，然后分別將u和u?經(jīng)過分量編碼器1和分量編碼器2產(chǎn)生監(jiān)督序列x1p和x2p，最后經(jīng)過刪余和復(fù)接產(chǎn)生編碼后的信息序列c，然后經(jīng)過載波調(diào)制可發(fā)送進(jìn)入信道。譯碼時(shí)本文采用文獻(xiàn)［7］的迭代譯碼算法。

圖3 并行級聯(lián)Turbo碼的編碼結(jié)構(gòu)

在前面分析的基礎(chǔ)上，結(jié)合發(fā)送基帶信號調(diào)制、信道編碼、正交解調(diào)以及信道譯碼，可得本文的整個(gè)發(fā)送與接收的遙控方案框圖，如圖4所示。

圖4 遠(yuǎn)程遙控方案

圖4中，在發(fā)送端，首先將要發(fā)送的二進(jìn)制信息經(jīng)過信道編碼產(chǎn)生編碼信息序列c，然后根據(jù)圖1方案進(jìn)行載波調(diào)制，最后將產(chǎn)生的遙控信號后發(fā)送。在接收端，接收信號首先經(jīng)過中心頻率為(f0+f1)/2的帶通濾波器濾除線性調(diào)頻信號產(chǎn)生r(t)，然后將r(t)進(jìn)行正交解調(diào)，最后將正交解調(diào)的輸出Z(Tc)作為解碼軟信息輸入信道譯碼部分進(jìn)行迭代譯碼［7］。

5 性能仿真

假設(shè)T=1s，Tc=25ms，f0=1700Hz，f1=1800Hz，fL0=1550Hz，fH0=1600Hz，fL1=1900Hz，fH1=1950Hz，采樣率fs=10000Hz。本文方案產(chǎn)生的遙控信號的頻譜和BFSK信號的頻譜如圖5所示。

由圖5仿真結(jié)果可知與傳統(tǒng)的BFSK信號的頻譜相比，本文提出的方案產(chǎn)生的遙控信號具有一定的頻譜擴(kuò)展能力。一方面，降低了f0和f1處信號的幅度進(jìn)而降低了被截獲的概率，并且在不知道載波頻率信息的前提下，其他頻點(diǎn)處的信號會對敵方產(chǎn)生一定程度的干擾，從而降低截獲概率。另一方面，將頻譜展寬，可減輕對海洋動物產(chǎn)生強(qiáng)烈的單頻刺激性噪聲干擾，以免威脅到其生命。

圖5 遙控信號和BFSK信號頻譜對比

下面對本文提出遙控方案的誤碼性能進(jìn)行仿真分析，BFSK信號在高斯白噪聲信道中非相干解調(diào)的理論誤碼率公式為［8］

式（9）中EbN0=10lg(r)，本文仿真條件下BFSK調(diào)制的理論誤碼率曲線在不同信噪比間的轉(zhuǎn)換條件為

由于Tsym=1，Tsamp=1/fs=10000，因此BFSK調(diào)制非相干解調(diào)的理論誤碼率公式為

當(dāng)Turbo信道編碼幀長為N=100，編碼速率rate=1/3時(shí)，圖4所示遙控方案的仿真誤碼率曲線和式（11）的BFSK理論誤碼率曲線如圖6所示。

圖6 誤碼率曲線對比圖

由圖6可知，本文提出的遙控方案相比BFSK的非相干解調(diào)會有2dB的性能提升。盡管在遙控信號正交解調(diào)時(shí)會浪費(fèi)一半的信號能量，理論上相比BFSK的非相干解調(diào)會有-3dB的性能損失，但是經(jīng)過Turbo信道編碼不但彌補(bǔ)了-3dB的性能損失還提升了約2dB的性能。圖6進(jìn)一步表明在-25dB時(shí)誤碼率可達(dá)到約10-6便可滿足遠(yuǎn)程水聲遙控的應(yīng)用要求，因此圖6的仿真結(jié)果證明了本文提出方案的有效性。

6 結(jié)語

根據(jù)線性調(diào)頻擴(kuò)頻原理，本文提出了一種在BFSK載波調(diào)制中周期插入線性調(diào)頻信號的遙控發(fā)送信號產(chǎn)生方案。該方案與傳統(tǒng)的BFSK調(diào)制相比具備頻譜展寬能力，與直接序列擴(kuò)頻相比無需復(fù)雜的擴(kuò)頻同步，增加了算法的魯棒性。仿真結(jié)果表明本文的遙控方案具有良好的頻譜展寬能力，因此具備一定程度的抗截獲性能并且可減輕對海洋動物產(chǎn)生強(qiáng)烈的單頻噪聲干擾，此外相比BFSK理論誤碼率曲線會有約2db的性能提升。