GNSS多頻通用射頻模塊設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

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(1.桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院， 廣西桂林 541004；2.桂林電子科技大學(xué)廣西精密導(dǎo)航技術(shù)與應(yīng)用重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 廣西桂林 541004)

0 引言

衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)普遍運(yùn)用于民用與軍事領(lǐng)域，在各行業(yè)、各領(lǐng)域中具有舉足輕重的作用[1-3]。隨著各類衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的依次出現(xiàn)，產(chǎn)生對多系統(tǒng)多頻點(diǎn)的通用射頻模塊的需求[4-8]。

為此，文中提出采用AD8347與SI4133為核心的多頻點(diǎn)射頻模塊的設(shè)計(jì)方案。該方案可以對現(xiàn)有多系統(tǒng)中的多個(gè)頻點(diǎn)信號進(jìn)行下變頻；通過合理設(shè)計(jì)濾波器相關(guān)參數(shù)和接收機(jī)基帶跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)單通道對L1，B1信號的同時(shí)處理、定位。文中主要闡述了通用射頻模塊的設(shè)計(jì)方案、微帶線電感等設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，實(shí)現(xiàn)了多頻點(diǎn)通用射頻模塊，最終通過測試驗(yàn)證結(jié)果。

1 系統(tǒng)總體框架

此次設(shè)計(jì)的射頻模塊從天線獲得射頻信號，通過變頻產(chǎn)生模擬中頻信號，并帶有獨(dú)立供電電路的射頻模塊[9-13]。

系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。天線輸出的信號被第一級低噪放大器(Low Noise Amplifier，LNA)與第二級LNA放大后，經(jīng)二等分功分器分別輸入兩個(gè)射頻通道。射頻通道采用本振搭配混頻器的方式實(shí)現(xiàn)。混頻器輸出波形濾波后經(jīng)輸出接口輸出給后級電路。

2 射頻模塊硬件設(shè)計(jì)

2.1 低噪放電路設(shè)計(jì)

根據(jù)多級系統(tǒng)噪聲系數(shù)公式：

(1)

低噪放電路作為多級系統(tǒng)第一級電路應(yīng)盡可能選擇高增益、低噪聲系數(shù)的器件[14-18]。由于單個(gè)放大器若具有過高的增益可能會(huì)增加放大器自激的概率，同時(shí)為了滿足高增益需求，因此采用級聯(lián)的方法，保證系統(tǒng)噪聲系數(shù)不受后級電路的影響。

低噪聲放大器選用飛利浦的BGA2001，它是一款可應(yīng)用于低電壓情況的單片微波集成放大器，最大電源電壓為4.5 V；在1～1.6 GHz頻段內(nèi)，即包含衛(wèi)星導(dǎo)航信號的工作頻段內(nèi)，增益高達(dá)20 dB，噪聲系數(shù)低至1.3 dB。圖2是設(shè)計(jì)的低噪放電路。

2.2 參考時(shí)鐘電路設(shè)計(jì)

參考時(shí)鐘的頻偏會(huì)引入額外的載波多普勒，使得初始搜索在錯(cuò)誤的多普勒單元，延長搜索時(shí)間；同時(shí)還會(huì)導(dǎo)致下變頻時(shí)引起較大頻差，導(dǎo)致中心頻率兩邊帶內(nèi)有用信號成分被濾波器濾除，引起載噪比的損失。因此必須保證參考時(shí)鐘穩(wěn)定度[19-20]。

圖3為參考時(shí)鐘電路。參考時(shí)鐘電路采用0.5 PPM的溫補(bǔ)晶體振蕩器作為板載時(shí)鐘源。參考時(shí)鐘電路除板載時(shí)鐘外，預(yù)留了從系統(tǒng)外部輸入時(shí)鐘的MMCX接口作為備用時(shí)鐘源。參考時(shí)鐘電路通過圖3中電容C80與電容C90是否焊接作為時(shí)鐘源的選擇開關(guān)；當(dāng)電容C80焊接、電容C90不焊接時(shí)，則時(shí)鐘源選擇板載時(shí)鐘；當(dāng)電容C80不焊接、電容C90焊接時(shí)，則時(shí)鐘源選用外部時(shí)鐘。時(shí)鐘源時(shí)鐘輸入兩個(gè)AD8012放大器進(jìn)行放大。其中一個(gè)運(yùn)算放大器的輸出時(shí)鐘作為系統(tǒng)時(shí)鐘，另一個(gè)運(yùn)算放大器的輸出時(shí)鐘通過MMCX接口被輸出到系統(tǒng)外部。

2.3 下變頻電路設(shè)計(jì)

下變頻電路通過SI4133得到本振時(shí)鐘；本振時(shí)鐘與前級輸入的衛(wèi)星導(dǎo)航信號通過AD8347混頻器進(jìn)行混頻。下變頻電路設(shè)計(jì)的關(guān)鍵是SI4133外部電感的計(jì)算與布線，AD8347混頻器混頻輸出后外部中頻濾波器電路設(shè)計(jì)。

2.3.1 外部電感設(shè)計(jì)

SI4133芯片擁有射頻鎖相環(huán)1(RF1)、射頻鎖相環(huán)2(RF2)、中頻鎖相環(huán)(IF)。芯片內(nèi)部各鎖相環(huán)輸出頻率變化幅度是壓控振蕩器(Voltage Control Oscillator，VCO)中心頻率的±5%。VCO中心頻率由外部電感決定。設(shè)置輸出頻率與中心頻率的電感值誤差，可由芯片內(nèi)部的自調(diào)諧算法來補(bǔ)償，但電感值的最大誤差不能超過 ±10%。當(dāng)上電或輸出頻率被修改時(shí)，該算法即被使能[21-22]。

下變頻電路設(shè)計(jì)中只使用兩個(gè)射頻鎖相環(huán)，設(shè)置RF1鎖相環(huán)與RF2鎖相環(huán)的VCO中心頻率分別為1 580 MHz與1 220 MHz，則鎖相環(huán)可輸出頻率范圍分別為1 501～1 659 MHz，1 159～1 281 MHz。兩個(gè)鎖相環(huán)的輸出采用復(fù)用輸出管腳，所以最終本振頻率的輸出范圍就是這兩個(gè)頻率范圍的組合。

鎖相環(huán)VCO的外部電感的連接示意圖如圖4所示，每個(gè)鎖相環(huán)內(nèi)部有一個(gè)封裝電容和封裝電感，為滿足固定頻率的頻率設(shè)置要求，需要接外部電感使得總電感數(shù)值滿足要求。

根據(jù)外部電感計(jì)算公式(2)可以推算出外部公式(3)：

(2)

(3)

式中,fCENTER為VCO中心頻率，LPKG為內(nèi)部封裝電感，CNOM為內(nèi)部封裝電容。通過查找數(shù)據(jù)手冊獲得RF1的LPKG與CNOM分別為2.0 nH,4.3 pF；RF2的LPKG與CNOM分別為2.3 nH,4.3 pF。

通過式(3)可以計(jì)算獲得外部電感的數(shù)值。經(jīng)計(jì)算獲得1 580 MHz與1 220 MHz中心頻率對應(yīng)的外部電感分別為0.359 7 nH和1.245 5 nH。由于該電感的數(shù)值較小，需要采用如圖5所示的微帶線模型計(jì)算微帶線長度來替代管腳間的電感。表1為計(jì)算所得的微帶線各項(xiàng)參數(shù)。

表1 微帶線參數(shù)mm

2.3.2 AD8347外圍電路及中頻濾波器設(shè)計(jì)

AD8347是一種具有射頻和基帶信號自動(dòng)增益控制功能的寬帶直接正交解調(diào)芯片，可用于多種類型的接收機(jī)；其工作帶寬為800 MHz～ 2.7 GHz，可覆蓋所有導(dǎo)航射頻信號；其輸入三階交調(diào)截為11.5 dBm。AD8347作為接收通道的最后一級電路，其三階截點(diǎn)在系統(tǒng)三階截點(diǎn)中起主要作用；較大的三階截點(diǎn)使得接收通道具有良好的動(dòng)態(tài)范圍[23-26]。射頻通道1的AD8347外圍電路設(shè)計(jì)如圖6所示。

AD8347外圍電路設(shè)計(jì)較為簡單，只需要連接一些必要的無源器件。電源使能管腳(ENBL)接電源，使AD8347混頻器芯片一直處于使能狀態(tài)。SI4133輸出的本振時(shí)鐘信號為單端信號，使用偽差分電路將本振時(shí)鐘轉(zhuǎn)換為差分時(shí)鐘，輸入AD8347芯片的本證差分輸入管腳(LOIP,LOIN)。功分器輸出的射頻信號亦通過偽差分電路被轉(zhuǎn)換為差分信號輸入AD8347芯片的射頻信號差分輸入管腳(RFIP，RFIN)。AD8347芯片的射頻部分放大通過增益控制管腳(VGAIN)控制放大倍數(shù)，其管腳電壓與放大倍數(shù)成負(fù)相關(guān)。為了獲得更適合的射頻信號，圖6中將增益控制管腳與自動(dòng)增益輸出管腳(VAGC)相連接，由芯片根據(jù)輸入的射頻信號強(qiáng)度產(chǎn)生控制電壓從自動(dòng)增益輸出管腳輸出，進(jìn)而控制射頻放大倍數(shù)。

射頻通道1與射頻通道2具有相同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，不同之處在于AD8347外圍的中頻濾波器設(shè)計(jì)參數(shù)不同。射頻通道1的中頻低通濾波器用于對小帶寬衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行濾波，例如GPS L1、北斗B1，以及實(shí)現(xiàn)GPS L1與北斗B1信號單通道同時(shí)接收。由于GPS L1的有用信號范圍為1 574.397～1 576.443 MHz，北斗B1的有用信號范圍為1 559.052 ～1 563.144 MHz，故其有用信號的最大頻率差為17.391 MHz。當(dāng)?shù)屯V波器截止頻率大于8.695 5 MHz，并且本振頻率設(shè)置為GPS L1有用信號頻率最大值與北斗有用信號頻率最小值的中點(diǎn)時(shí)，則經(jīng)過低通濾波器后的中頻信號包含了GPS L1與北斗B1的有用信號。射頻通道2的中頻低通濾波器用于對較大帶寬的衛(wèi)星導(dǎo)航信號進(jìn)行濾波，例如北斗B3、GLONASS L1。根據(jù)分析，射頻通道1采用截止頻率為10 MHz的5階橢圓低通濾波器，射頻通道2采用截止頻率為22 MHz的5階橢圓低通濾波器。中頻低通濾波器的設(shè)計(jì)采用歸一化濾波器設(shè)計(jì)方法，然后使用計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)驗(yàn)證，最后根據(jù)實(shí)際器件參數(shù)進(jìn)行調(diào)整[28-30]。圖7展示了實(shí)際參數(shù)情況下的低通濾波器電路。

將接收機(jī)通道按最大增益100 dB設(shè)計(jì)，經(jīng)前級低噪聲放大器40 dB放大以及功分插損-3 dB后， 射頻通道需要最大63 dB最大增益。根據(jù)芯片手冊的介紹，AD8347芯片最大增益為69.5 dB，因此接收通道留有6.5 dB增益裕量；該裕量可用于補(bǔ)償濾波器插損以及通道失配造成的增益損失。

2.4 射頻電源設(shè)計(jì)

射頻模塊采用5 V 外部供電，其主要供電需求為3.3 V和5 V，可分為控制部分和下變頻變頻部分?？刂撇糠謨H僅是STC15W408S控制器的電源，采用通用的LM1117-3.3穩(wěn)壓到3.3 V。下變頻變頻部分電源涉及到低噪聲放大器、鎖相環(huán)、混頻器等噪聲敏感器件的供電，需要選擇高文波抑制比的低壓差穩(wěn)壓器[31]。MIC5245系列與MIC5205系列專為射頻器件穩(wěn)壓而設(shè)計(jì)，采用該兩個(gè)系列作為射頻部分的穩(wěn)壓器件。圖8展示了系統(tǒng)部分電源網(wǎng)絡(luò)。

2.5 PCB設(shè)計(jì)

在PCB設(shè)計(jì)時(shí)，需要使用接地器件實(shí)現(xiàn)“0”參考點(diǎn)。用于射頻接地的器件有3種，分別是“0”電容、微帶線和射頻電纜。射頻模塊采用“0”電容接地；通過“0”電容與“無窮大”電感相互配合，盡可能降低電路干擾[32]。

由于系統(tǒng)處理的是射頻信號，故需要注意布線時(shí)的阻抗問題，本設(shè)計(jì)采用T-G-G-B(頂層-地-地-底層)的層疊結(jié)構(gòu)，通過調(diào)整線寬及層間距達(dá)到阻抗匹配。對于高速信號走線，由于趨膚效應(yīng)造成走線周圍具有電磁場，容易造成相鄰線材的耦合干擾。為使走線間耦合干擾達(dá)到可以忽略，布線時(shí)需要滿足3W原則(走線中心間隔滿足3倍線寬)。

3 射頻模塊的驅(qū)動(dòng)軟件設(shè)計(jì)

本振芯片SI4133選用STC15W408S控制器進(jìn)行控制。STC15W408S具有內(nèi)部RC振蕩器與復(fù)位電路，只需要正常供電就能讀取程序代碼，正常工作。

3.1 驅(qū)動(dòng)軟件總體流程

驅(qū)動(dòng)軟件總體控制流程如圖9所示，首先進(jìn)行控制器內(nèi)相關(guān)外設(shè)的初始化，然后對射頻通道1上本振芯片進(jìn)行配置。直等到確認(rèn)射頻通道1的本振頻率鎖定后，則對射頻通道2上本振芯片進(jìn)行配置。當(dāng)射頻通道2上的本振頻率鎖定后，控制器進(jìn)入休眠狀態(tài)。假如有外部中斷將控制器喚醒，則根據(jù)如圖9所示流程再次依次配置射頻通道1與射頻通道2上的本振頻率。

3.2 三線串行接口時(shí)序

SI4133芯片可以通過三線串行總線配置各分頻系數(shù)。三線串行總線的時(shí)鐘不能大于25 MHz，因此控制器通過通用IO模擬三線串行總線，設(shè)置三線串行總線的時(shí)鐘為80 kHz，非工作狀態(tài)電平為高電平，時(shí)鐘線在上升邊沿進(jìn)行采樣。SI4133芯片每次被選中，可以配置一個(gè)配置寄存器；其可配置空間為9個(gè)寄存器。三線串行總線發(fā)送的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)如圖10所示，發(fā)送數(shù)據(jù)為22 bit，由18 bit數(shù)據(jù)域與4 bit地址域組成，地址域存放配置數(shù)據(jù)，地址域存放配置空間的地址。發(fā)送配置信息時(shí)，數(shù)據(jù)采用大端模式發(fā)送。

3.3 本振參數(shù)數(shù)值設(shè)置分析

SI4133輸出的本振頻率由式(4)確定：

(4)

式中，N為VCO分頻系數(shù)，R為參考時(shí)鐘分頻系數(shù)。然而，鎖相環(huán)的可以輸出頻率已經(jīng)由VCO的中心頻率限制，因此在設(shè)置的分頻系數(shù)R，N必須使得鎖相環(huán)輸出頻率限定在2.3.1節(jié)中所述的頻率范圍內(nèi)，即本振的頻率范圍為1 501～ 1 659 MHz，以及1 159～1 281 MHz。

SI4133芯片內(nèi)每個(gè)鎖相環(huán)都有各自的鑒相器增益Kp、分頻系數(shù)N、分配系數(shù)R。不同的相位鑒別器增益Kp的設(shè)置，會(huì)導(dǎo)致分頻系數(shù)R與分頻系數(shù)N有不同的取值限制范圍。表2展示了不同相位鑒別器增益設(shè)置對應(yīng)的系數(shù)N的取值范圍。表3展示了不同相位鑒別器增益設(shè)置對應(yīng)的系數(shù)R的取值范圍[33]。

表2 鑒別器增益系數(shù)對應(yīng)系數(shù)N的取值

表3 鑒別器增益系數(shù)對應(yīng)的系數(shù)R的取值

根據(jù)表2與表3，當(dāng)驅(qū)動(dòng)程序?qū)⑺猩漕l鎖相環(huán)參數(shù)R設(shè)置為10時(shí)，可以保證由所有衛(wèi)星導(dǎo)航射頻信號的頻率計(jì)算所得的分頻系數(shù)N的取值小于2 048，因此可以使用默認(rèn)的Kp1,Kp2數(shù)值(默認(rèn)數(shù)值為0)而不需要再次配置，此刻，本振頻率可以按照1 MHz的步長進(jìn)行設(shè)置。

3.4 本振頻率輸出流程

設(shè)置射頻通道的本振頻率前，先設(shè)置多功能管腳為鎖相環(huán)鎖定檢測管腳，將鑒相器增益還原為默認(rèn)值；由于未使用到芯片內(nèi) IF鎖相環(huán)，則關(guān)閉IF鎖相環(huán)電源；開啟RF鎖相環(huán)電源。

接著判斷設(shè)置的輸出頻率的范圍。當(dāng)設(shè)置的頻率范圍落在RF1鎖相環(huán)的可輸出范圍內(nèi)，則設(shè)置RF1鎖相環(huán)參考時(shí)鐘分頻系數(shù)R為10，然后根據(jù)式(4)計(jì)算獲得RF1鎖相環(huán)的VCO分頻系數(shù)N，最后通過設(shè)置RF1鎖相環(huán)輸出連接到芯片RF輸出管腳，將設(shè)置的本振時(shí)鐘輸出。當(dāng)設(shè)置的頻率范圍落在RF2鎖相環(huán)的可輸出范圍內(nèi)，則設(shè)置RF2鎖相環(huán)參考時(shí)鐘分頻系數(shù)R為10，然后根據(jù)式(4)計(jì)算獲得RF2鎖相環(huán)的VCO分頻系數(shù)N，最后通過設(shè)置RF2鎖相環(huán)輸出連接到芯片RF輸出管腳，將設(shè)置的本振時(shí)鐘輸出。本振芯片的設(shè)置流程如圖11所示。

4 功能測試與結(jié)果分析

4.1 模塊功能測試

功能測試的目的是確保模塊的設(shè)置數(shù)值與預(yù)期數(shù)值相符，確保各個(gè)芯片能夠正常工作，實(shí)現(xiàn)基本功能。表4展示了電源電壓測試結(jié)果。測試得到的電壓與實(shí)際電壓差值保證在0.3%以內(nèi)，系統(tǒng)可以被正常供電。

表4 各電源網(wǎng)絡(luò)電源電壓測試 V

4.2 三線串行接口時(shí)序邏輯測試

本測試使用夢源科技公司的邏輯測試儀器測試信號的電平邏輯。圖12～圖15中，0號線為三線串行接口的時(shí)鐘SCLK，1號線為三線串行接口的數(shù)據(jù)線SDATA，2號線為射頻通道2的片選信號，3號線為射頻通道1的片選。

從圖12中可知，此時(shí)SCLK的高電平持續(xù)時(shí)間為500 ns，時(shí)鐘周期為12.4 μs，時(shí)鐘頻率為80.65 kHz，符合三線串行接口的時(shí)序要求。

圖13展示了一個(gè)字段的配置過程，該圖設(shè)置射頻通道1本振芯片的寄存器0，設(shè)置的數(shù)值為0x03000，即設(shè)置輔助管腳的功能是作為鎖相環(huán)鎖定探測引腳。

圖14與圖15分別是射頻通道1本振與射頻通道2本振的設(shè)置過程，只需要設(shè)置5個(gè)寄存器數(shù)值即可完成一個(gè)本振的設(shè)置。其中圖14設(shè)置本振頻率為1 568 MHz，圖15設(shè)置本振頻率為1 259 MHz。

4.3 下變頻測試

下變頻測試采用安捷倫E4438C矢量信號發(fā)生器產(chǎn)生相關(guān)導(dǎo)航頻點(diǎn)的信號，使用頻譜儀對模塊輸出進(jìn)行頻率測試。圖16展示的是模塊設(shè)置本振頻率為1 568 MHz的情況。圖17是利用圖16的本振頻率，利用矢量信號發(fā)生器產(chǎn)生頻率為1 575.42 MHz的信號下變頻之后的結(jié)果。表5展示了相關(guān)頻點(diǎn)下變頻測試的結(jié)果，表明模塊的下變頻結(jié)果的誤差符合衛(wèi)星導(dǎo)航信號定位應(yīng)用的要求。

表5 相關(guān)頻點(diǎn)下變頻測試結(jié)果MHz

4.4 定位應(yīng)用測試

在射頻模塊下變頻測試后，對其進(jìn)行定位應(yīng)用測試。射頻模塊輸入端接樓頂天線，模擬中頻輸出接接收機(jī)數(shù)字基帶處理板，將定位結(jié)果與天線位置進(jìn)行比較，并確定誤差。圖18～圖20為B1頻點(diǎn)單點(diǎn)定位在3個(gè)維度上的誤差；表6是其他相關(guān)頻點(diǎn)的測試結(jié)果。

表6 定位應(yīng)用測試結(jié)果

將射頻模塊與導(dǎo)航信號基帶處理板連接后，作為RTK接收機(jī)進(jìn)行差分定位測試，圖21為某次模塊應(yīng)用于RTK接收機(jī)的差分結(jié)果，表明了該模塊可以應(yīng)用于厘米級的應(yīng)用，誤差在6 cm以下。

5 結(jié)束語

本文提出了一種可應(yīng)用于衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)的多頻點(diǎn)通用射頻模塊的設(shè)計(jì)，利用AD8347與SI4133芯片，搭建了射頻模塊電路。經(jīng)過多次試驗(yàn)，該多頻點(diǎn)通用射頻前端模塊與實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有數(shù)字基帶板搭配，能供應(yīng)準(zhǔn)確的定位服務(wù)，達(dá)到預(yù)期的功能；并可以實(shí)現(xiàn)單個(gè)射頻通道對L1，B1頻點(diǎn)的同時(shí)定位處理，應(yīng)用于RTK接收機(jī)可以實(shí)現(xiàn)厘米級定位。