基于雙模過調(diào)制的PMSM控制系統(tǒng)研究與實(shí)現(xiàn)

凌 濤，劉細(xì)平，羅振華，李 亞，劉章麒

(江西理工大學(xué)，贛州 341000)

0 引 言

隨著科技的不斷進(jìn)步，永磁材料的性能也取得了突破性進(jìn)展，永磁同步電機(jī)(以下簡(jiǎn)稱PMSM)是一類利用永磁體提供勵(lì)磁磁動(dòng)勢(shì)的特種電機(jī)，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、全工作區(qū)域高效和動(dòng)態(tài)性能良好等優(yōu)點(diǎn)。相較于傳統(tǒng)電勵(lì)磁，PMSM轉(zhuǎn)子無繞組及無電刷，易于維護(hù)，效率高[1]，且采用矢量控制系統(tǒng)可對(duì)PMSM實(shí)現(xiàn)精確控制，具有高動(dòng)態(tài)性能和較寬的調(diào)速范圍，已廣泛運(yùn)用于各類交流傳動(dòng)系統(tǒng)中。

在基于傳統(tǒng)SVPWM的PMSM矢量控制系統(tǒng)中，逆變器的輸出線電壓基波理論最大值為直流側(cè)電壓，但由于橋臂器件開關(guān)死區(qū)的存在會(huì)引起電壓偏差[2]，從而使逆變器實(shí)際輸出的基波電壓幅值比理想情況有所減少，最終導(dǎo)致實(shí)際電壓利用率很難達(dá)到理論值。為了提高電壓利用率，減少損耗，文獻(xiàn)[3]提出了一種利用多相SVPWM控制的優(yōu)化方法，通過抑制共模電壓提高電壓利用率，但該方法實(shí)現(xiàn)過程較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[4]提出了一種SVPWM過調(diào)制方案，通過增大調(diào)制度來解決利用率問題，但是會(huì)使電流、磁鏈跟蹤能力變差，影響系統(tǒng)運(yùn)行性能。

本文在研究PMSM過調(diào)制的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)一種雙模過調(diào)制方案，將過調(diào)制區(qū)域分為過調(diào)制模式Ⅰ和過調(diào)制模式Ⅱ[5]，分析2種模式下的各矢量作用時(shí)間及期望合成電壓矢量角度切換等，以進(jìn)一步有效提高直流母線電壓利用率[6]。同時(shí)，以一臺(tái)24 V，500 W PMSM為控制對(duì)象，設(shè)計(jì)一套基于STM32+DRV8301的PMSM控制器，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證雙模過調(diào)制算法的可行性。

1 PMSM控制系統(tǒng)硬件

1.1 PMSM結(jié)構(gòu)

PMSM與傳統(tǒng)電勵(lì)磁同步電機(jī)類似，都由電樞繞組和定子鐵心構(gòu)成，主要區(qū)別在于PMSM勵(lì)磁繞組由永磁體代替。

按照永磁體在轉(zhuǎn)子上的位置不同，PMSM的轉(zhuǎn)子可分為表貼式和內(nèi)置式。表貼式PMSM永磁體安裝在轉(zhuǎn)子表面，一般為瓦片狀，提供徑向磁通，且Ld=Lq。內(nèi)置式PMSM的永磁體位于轉(zhuǎn)子內(nèi)部，通常為條狀，轉(zhuǎn)子磁路結(jié)構(gòu)不對(duì)稱，故Ld

(a) 仿真模型

(b)實(shí)物圖1 內(nèi)置式PMSM

1.2 控制器

1.2.1 驅(qū)動(dòng)模塊

驅(qū)動(dòng)模塊采用TI公司的DRV8301為驅(qū)動(dòng)芯片，芯片外圍電路如圖2所示。該芯片提供3個(gè)半橋驅(qū)動(dòng)器，每個(gè)驅(qū)動(dòng)器都可驅(qū)動(dòng)一個(gè)橋臂上的2個(gè)開關(guān)管，支持峰值達(dá)2.3 A灌電流和1.7 A的拉電流能力，且支持的電壓范圍為6 V～60 V。相較于一般驅(qū)動(dòng)芯片，DRV8301獨(dú)特的自舉柵極驅(qū)動(dòng)器可在電機(jī)控制時(shí)達(dá)到100%占空比。

圖2 DRV8301外圍電路

逆變電路采用IRF1010E型MOSFET，最大工作電壓60 V，漏極電流最高可達(dá)84 A，為了保證擁有足夠的電流輸出能力，驅(qū)動(dòng)模塊采用雙管并聯(lián)結(jié)構(gòu)[8]。電機(jī)相電流采樣方面，在三相驅(qū)動(dòng)電路的其中兩相下橋臂分別串聯(lián)一個(gè)采樣康銅絲，通過換算康銅絲兩端的壓降即可得出電流。當(dāng)康銅絲兩端的壓降即相電流達(dá)到設(shè)定值時(shí)，壓降信號(hào)經(jīng)運(yùn)放產(chǎn)生一個(gè)高電平送到CPU捕獲端口，從而便于控制系統(tǒng)做出相應(yīng)保護(hù)處理，其中A相逆變電路如圖3所示。

圖3 A相逆變電路圖

1.2.2 控制模塊

PMSM控制模塊多選用DSP為主控芯片，在一些對(duì)控制要求更高的工業(yè)伺服場(chǎng)合已采用DSP+FPGA組合，即利用DSP強(qiáng)大的數(shù)字信號(hào)處理能力來進(jìn)行算法處理，F(xiàn)PGA用來處理底層邏輯轉(zhuǎn)換[9]。但在對(duì)控制要求不是很高的場(chǎng)合，比如家用電器等領(lǐng)域，采用DSP無疑將增加成本。隨著電子技術(shù)的發(fā)展，一些芯片廠商陸續(xù)推出了基于ARM的電機(jī)控制專用芯片，如意法半導(dǎo)體公司的STM32系列和英飛凌的XMC等系列芯片，都針對(duì)電機(jī)控制專門增強(qiáng)了相關(guān)外設(shè)，滿足大多數(shù)電機(jī)控制要求。本文采用STM32F103ZET6作為控制模塊主芯片。

1.2.3 人機(jī)交互模塊

為了讀取系統(tǒng)各參數(shù)，便于實(shí)驗(yàn)調(diào)試，設(shè)計(jì)了人機(jī)交互模塊。選用12864液晶顯示屏為顯示單元，其具有顯示參數(shù)多、成本低等優(yōu)點(diǎn)，并采用6個(gè)按鍵來實(shí)現(xiàn)電機(jī)加減速、正反轉(zhuǎn)和起停的控制。由于12864具有20個(gè)引腳，在實(shí)際控制時(shí)需要CPU提供多個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并且按鍵也需要占用CPU資源，因此采用CH454為顯示屏和按鍵的控制芯片，能夠大量減少人機(jī)交互對(duì)CPU資源的占用。

2 PMSM控制策略

PMSM控制策略采用矢量控制，其控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示，在三相坐標(biāo)系上將定子三相電流通過坐標(biāo)變換和磁場(chǎng)定向分解為勵(lì)磁分量和轉(zhuǎn)矩分量，并實(shí)現(xiàn)解耦。系統(tǒng)采用id=0控制方法，此時(shí)勵(lì)磁分量為零，電機(jī)等效于一臺(tái)他勵(lì)直流電機(jī)，定子電流中只有轉(zhuǎn)矩分量，電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩僅與轉(zhuǎn)矩電流iq有關(guān)，故具有與直流電動(dòng)機(jī)一樣的控制特性。電機(jī)在d，q坐標(biāo)系下的電磁轉(zhuǎn)矩方程：

圖4 矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

Te=pφriq

(1)

2.1 轉(zhuǎn)子定位設(shè)計(jì)

在電機(jī)初始化工作時(shí)，其轉(zhuǎn)子初始位置的確定為必不可少的的環(huán)節(jié)，若轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)錯(cuò)誤，將嚴(yán)重影響轉(zhuǎn)子位置的實(shí)時(shí)計(jì)算，以致無法正確完成電機(jī)控制的其他程序，造成電機(jī)運(yùn)行紊亂。常用的位置檢測(cè)元件多是編碼器、霍爾傳感器，或是兩者結(jié)合使用。本文PMSM采用增量式光電編碼器來檢測(cè)轉(zhuǎn)子位置。

轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)即為檢測(cè)轉(zhuǎn)子d軸與定子α相繞組軸線之間的初始位置角，理想情況下是編碼器的零位置與定子α相繞組軸線對(duì)齊，然而實(shí)際上編碼器均為隨機(jī)安裝，其初始位置角并不固定。常用的檢測(cè)方法有定子側(cè)高頻注入法、二分法和直流拉入法等[10]，本文采用閉環(huán)直流拉入法。圖5為定位示意圖，圖5(a)中轉(zhuǎn)子處于一個(gè)未知的位置，此時(shí)給定子通入一個(gè)直流電流is，其β軸分量為0，α軸分量等于電機(jī)額定電流，將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)以α軸為軸線的磁場(chǎng)，并與轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)產(chǎn)生作用力，將d軸拉到α軸位置，使其與α軸重合，見圖5(b)。

(a) 轉(zhuǎn)子定位前

(b) 轉(zhuǎn)子定位后圖5 轉(zhuǎn)子定位過程

2.2 雙模過調(diào)制設(shè)計(jì)

為使PMSM能在基速以上運(yùn)行，須采取弱磁控制，但會(huì)降低電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩[11]，電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩與電機(jī)定子側(cè)電壓有關(guān)。在逆變器輸入電壓一定的條件下，要提高電機(jī)的轉(zhuǎn)矩大小，需要采用SVPWM過調(diào)制方法來提高電機(jī)定子側(cè)電壓，使其非常接近驅(qū)動(dòng)器的輸入電壓，從而增大電壓利用率[12]。

三相橋式逆變器按照三三導(dǎo)通方式共有8種開關(guān)狀態(tài)，通過這些開關(guān)狀態(tài)可組合成8個(gè)基本電壓矢量，其中包括6個(gè)有效矢量(U1～U6)和2個(gè)零矢量(U0，U7)，SVPWM基本電壓矢量定義如圖6所示。

圖6 SVPWM基本電壓矢量

假設(shè)期望合成基本電壓矢量位于圖6的第一扇區(qū)內(nèi)，設(shè)T1為矢量U1作用時(shí)間，T2為矢量U2作用時(shí)間，T0為零矢量作用時(shí)間，采樣周期為Ts。則基本電壓矢量作用時(shí)間T1，T2和T0分別如下：

定義調(diào)制度M：

(3)

在線性調(diào)制區(qū)內(nèi)，有0≤M≤1。SVPWM調(diào)制的電壓利用率m=輸出線電壓有效值/直流母線電壓，即：

(4)

則相應(yīng)的電壓利用率有0≤m≤ 0.707。

隨著期望電壓矢量幅值的增大，SVPWM調(diào)制就會(huì)出現(xiàn)過調(diào)制。當(dāng)期望合成電壓矢量的幅值位于正六邊形內(nèi)切圓和其外接圓區(qū)域之間時(shí)，稱為過調(diào)制模式Ⅰ，如圖7所示。當(dāng)期望合成電壓矢量完全超過正六邊形外接圓時(shí)，如圖8所示，稱為過調(diào)制模式Ⅱ[13]。在過調(diào)制時(shí)，實(shí)際輸出的電壓矢量幅值將比期望合成電壓矢量要小，因而要使實(shí)際輸出的電壓矢量與期望合成矢量相等，須進(jìn)行過調(diào)制控制。SVPWM過調(diào)制的原則是輸出電壓基波相等[14]，所以需在相應(yīng)范圍內(nèi)對(duì)電壓矢量進(jìn)行調(diào)整以達(dá)到實(shí)際輸出電壓矢量與期望合成電壓矢量相等目的。

(a) 轉(zhuǎn)子定位前

(b) 轉(zhuǎn)子定位后圖7 過調(diào)制模式Ⅰ

(a)

(b)圖8 過調(diào)制模式Ⅱ

在圖7(a)的過調(diào)制模式Ⅰ中，期望合成電壓矢量幅值介于正六邊形內(nèi)切圓和正六邊形外接圓之間，對(duì)超過正六邊形區(qū)域的部分，逆變器實(shí)際輸出是達(dá)不到的。因此，需將期望合成的電壓矢量控制在最大值只落在正六邊形邊上。如果期望合成電壓矢量在正六邊形與內(nèi)切圓之間時(shí)即(0≤θ≤φ)∪(π/3 -φ≤θ≤ π/3) ，則通過減小其幅值，進(jìn)行線性調(diào)制，從而使期望合成電壓矢量與逆變器實(shí)際輸出電壓矢量相等。假設(shè)期望合成電壓矢量位于第一扇區(qū)，則此時(shí)基本電壓矢量作用時(shí)間T1，T2：

(5)

(6)

此時(shí)根據(jù)式(6)，基本電壓矢量工作時(shí)間T1，T2：

(7)

根據(jù)定義，在過調(diào)制模式Ⅰ中，有1

當(dāng)期望合成電壓矢量Ur幅值不斷增大直至完全超過外接圓時(shí)，此時(shí)系統(tǒng)進(jìn)入模式Ⅱ，如圖8(b)所示，電壓矢量Ur從水平位置開始逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)。如果此時(shí)Ur位于圖8(b)中的三角形ABD邊上時(shí)，即φ≤θ≤ π/3,則圖中的黑色粗實(shí)線即為逆變器實(shí)際輸出的電壓矢量軌跡；期望電壓矢量Ur繼續(xù)旋轉(zhuǎn)，當(dāng)在三角形ABD外時(shí)，則調(diào)整后的電壓矢量軌跡到達(dá)A點(diǎn)。若期望合成電壓矢量繼續(xù)不斷增大，直至幅值超過OD，此時(shí)逆變器將工作在方波狀態(tài)。

當(dāng)期望電壓矢量Ur旋轉(zhuǎn)到圖8(b)中的b點(diǎn)即0≤θ≤φ時(shí)，基本電壓矢量作用時(shí)間：

(8)

如果期望電壓矢量Ur從b點(diǎn)旋轉(zhuǎn)到a點(diǎn)即φ≤θ≤ (π/3-φ)時(shí)，基本電壓矢量作用時(shí)間：

(9)

(10)

根據(jù)定義，在過調(diào)制模式Ⅱ中，有1.155 ≤M≤2，此時(shí)逆變器最大輸出線電壓有效值為0.78Ed，因此在該模式下，電壓利用率最大為0.78。

根據(jù)上述分析，在實(shí)際編程時(shí)，只需判斷零矢量大小來確定是否進(jìn)入過調(diào)制以及進(jìn)入何種過調(diào)制模式，其算法簡(jiǎn)單，編程易于實(shí)現(xiàn)。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證上述控制系統(tǒng)的效果，在一臺(tái)24 V，500 W、4對(duì)極、額定轉(zhuǎn)速3 000 r/min的PMSM上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖9所示。

圖9 實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)

實(shí)驗(yàn)測(cè)試了未加過調(diào)制算法和加過調(diào)制算法2種狀態(tài)下的電機(jī)運(yùn)行情況。其中每種運(yùn)行狀態(tài)分別在1 500 r/min和3 550 r/min 2種不同轉(zhuǎn)速下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。電機(jī)起動(dòng)前，首先對(duì)轉(zhuǎn)子進(jìn)行定位，由于實(shí)驗(yàn)電機(jī)為4對(duì)極，所以電機(jī)轉(zhuǎn)一個(gè)機(jī)械周期的電角度為1 440°，通過串口讀取定位后電機(jī)運(yùn)行的角度數(shù)據(jù)，再導(dǎo)入MATLAB軟件用PLOT函數(shù)繪制的角度波形，如圖10所示。

圖10 轉(zhuǎn)子電角度波形圖

在3 550 r/min和1 550 r/min時(shí)，未加入雙模過調(diào)制算法和加入該算法的相電壓波形分別如圖11和圖12所示，此相電壓是經(jīng)過分壓縮小28倍后測(cè)量的,200 mV實(shí)際代表5 V。根據(jù)相電壓幅值以及式(4)算出的不同轉(zhuǎn)速下是否采用雙模過調(diào)制算法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，如表1所示。

(a) 未加入過調(diào)制時(shí)相電壓波形

(b) 加入過調(diào)制時(shí)相電壓波形圖11 3 550 r/min時(shí)實(shí)驗(yàn)波形

(a) 未加入過調(diào)制時(shí)相電壓波形

(b) 加入過調(diào)制時(shí)相電壓波形圖12 1 500 r/min時(shí)實(shí)驗(yàn)波形表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果比較

轉(zhuǎn)速電壓利用率m未加雙模過調(diào)制加雙模過調(diào)制時(shí)1 500 r/min0.6370.7153 550 r/min0.6560.743

由表1可知，當(dāng)系統(tǒng)未采用雙模過調(diào)制時(shí)，由于死區(qū)時(shí)間的存在，此時(shí)的電壓利用率很難達(dá)到理論值；采用雙模過調(diào)制后，相電壓幅值增大，2種不同轉(zhuǎn)速下的電壓利用率皆較前者提高12%左右。因此采用過調(diào)制算法的控制系統(tǒng)較傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制能夠在一定程度上提高直流母線電壓利用率。

4 結(jié) 語

本文針對(duì)PMSM控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一種基于雙模過調(diào)制的控制方案，對(duì)控制系統(tǒng)的硬件，包括驅(qū)動(dòng)模塊、控制模塊和人機(jī)交互部分進(jìn)行了設(shè)計(jì)；在軟件部分，對(duì)轉(zhuǎn)子定位和雙模過調(diào)制算法進(jìn)行了較為詳細(xì)的分析，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了上述設(shè)計(jì)的正確性和合理性。

通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果得出，采用雙模過調(diào)制相較于傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制，在工作電壓保持不變的情況下，直流母線電壓利用率可提高約12%。