同步整流有源鉗位正激式DC/DC變換器的設(shè)計與實現(xiàn)

黃卓，周濤

（1.陜西華經(jīng)微電子股份有限公司，陜西 西安 710065；2.西安陜鼓動力工程有限公司，陜西 西安 710075）

0 引言

隨著半導(dǎo)體技術(shù)的迅速發(fā)展，IC芯片集成度不斷提高，要求供電的DC/DC變換器必須實現(xiàn)低壓大電流輸出。傳統(tǒng)的單端正激式DC/DC變換器磁芯工作在第一象限，利用率不高，變壓器體積大，難以提高開關(guān)頻率,晶體管是硬開關(guān)工作模式, 開關(guān)器件電壓應(yīng)力高、開關(guān)損耗大等。為了克服這些缺點,提出了有源鉗位正激變換器,因為它可以使正激式變換器磁芯的工作范圍，從第一象限擴展到第三象限，提高了磁芯的有效利用率，并且能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓軟開關(guān)工作模式,從而大量地減少開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，降低變壓器的功耗,改善電磁兼容性，提高變換器的效率。

在DC/DC變換器輸出電路中，傳統(tǒng)的整流方式是：使用肖特基二極管或快恢復(fù)二極管作為整流管，整流損耗占了變換器總損耗的一半以上，很難達到高效率。因此，降低二極管的正向壓降已經(jīng)成為降低整流管損耗、提高低壓大電流輸出DC/DC變換器效率的關(guān)鍵。同步整流技術(shù)的出現(xiàn)，正好順應(yīng)了發(fā)展的要求。即采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET來替代常用二極管實現(xiàn)整流功能?？梢暂^大地減少整流損耗，從而改善變換器的熱性能，提高變換器的效率和可靠性。

有源鉗位技術(shù)和同步整流技術(shù)的結(jié)合，促使低壓大電流輸出的DC/DC變換器向著高效、節(jié)能、小型化的方向不斷發(fā)展。

1 同步整流有源鉗位正激式變換器工作原理

按有源鉗位電路直接加在變壓器初級兩端或者直接加在主MOS開關(guān)兩端，將有源鉗位技術(shù)分為高端鉗位和低邊鉗位兩種。本文所采用的是低邊鉗位。同步整流有源鉗位正激式變換器的主電路如圖1所示，Vin是輸入電壓，L和C2分別是輸出濾波電感和濾波電容，變壓器初級除了主開關(guān)Q1之外，還有由輔助開關(guān)管即鉗位開關(guān)管Q2和鉗位電容C1組成的正激變換器磁復(fù)位網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)Q1導(dǎo)通時，Q2關(guān)斷；反之，當(dāng)Q1關(guān)斷時，Q2導(dǎo)通。Q1和Q2的柵極驅(qū)動信號是互補的，并且兩者之間有一定的延遲，以防止二者同時導(dǎo)通。

其工作原理是：Q1導(dǎo)通時，輸入電壓全部加在變壓器勵磁電感兩端，變換器將能量通過變壓器傳輸給負載，變壓器磁芯正向勵磁，此過程為功率傳輸過程；Q1關(guān)斷時，Q2的體二極管導(dǎo)通，鉗位電容C1迅速充電到輸入電壓，Q2在驅(qū)動信號作用下導(dǎo)通，鉗位電壓加在勵磁電感上的電壓和Q1導(dǎo)通時相反，變壓器的勵磁能量向電源釋放，反向磁化并恢復(fù)至最初的狀態(tài)，實現(xiàn)了變壓器磁復(fù)位。由于MOSFET的導(dǎo)通電阻很小，導(dǎo)通時的功率損耗非常小，因此能顯著降低電路的損耗[1]。

由于Q1和Q2互補導(dǎo)通，變壓器的次級電壓無死區(qū)，同步整流管可以直接采用電壓自驅(qū)動，簡單而且容易實現(xiàn)。主管SR2和輔管SR1互補工作，當(dāng)變壓器次級電壓由負變正時，MOS管SR2導(dǎo)通，SR1關(guān)斷，當(dāng)變壓器次級電壓由正變負時，MOS管SR1導(dǎo)通，SR2關(guān)斷，兩只MOS管隨變壓器次級電壓輪流導(dǎo)通和關(guān)斷，實現(xiàn)整流管的功能。由于SR1和SR2的驅(qū)動信號在時序上是互補關(guān)系，二者之間有一定的死區(qū)，可以實現(xiàn)主管和輔管的零電壓開通，大大降低了整流損耗。

圖1 同步整流有源鉗位正激式變換器主電路Fig.1 Main circuit of synchronous rectification active clamp forward converter

2 設(shè)計方案

2.1 控制電路設(shè)計

選擇NS公司的LM5025A作為控制芯片。LM5025A是專為有源鉗位開發(fā)的電壓型PWM控制芯片，可用來控制P溝道鉗位開關(guān)或N溝道鉗位開關(guān)。內(nèi)部集成了峰值電流為3A和1.25A的MOSFET門驅(qū)動器各一個，可提供兩路互補PWM輸出，一個輸出給有源鉗位主管驅(qū)動，另一個輸出給輔管驅(qū)動，不需要加設(shè)外置驅(qū)動器。此控制器是為高速工作設(shè)計的，振蕩頻率可達1MHz，PWM和電流采樣傳輸?shù)难舆t時間小于100ns，可調(diào)節(jié)主輸出和鉗位輸出之間的滯后時間或重疊時間。具有逐周（cycle by cycle）和打嗝（hiccup）兩種限流保護模式，防止電路過載或短路。還具有以下特性：欠壓鎖定，軟啟動，振蕩器同步和熱保護等功能，使得芯片外圍電路器件很少。

2.2 反饋穩(wěn)壓電路設(shè)計

反饋電路的作用是：對經(jīng)過同步整流和電感濾波之后的輸出電壓進行采樣，與電壓基準源的基準電壓比較，得到一個反饋電壓值，然后通過隔離光耦將此電壓送入脈寬調(diào)制器與三角波進行比較，得到脈寬隨輸出電壓變化的PWM信號，通過調(diào)節(jié)占空比從而達到控制輸出電壓穩(wěn)定的目的。

2.3 保護電路

當(dāng)輸出端出現(xiàn)過載或短路情況時，流過變壓器初級繞組的電流增大，導(dǎo)致變壓器次級繞組感應(yīng)電壓升高，通過反饋電路送至LM5025A電路的CS1、CS2腳，當(dāng)CS1腳電壓超過0.25V時，電路輸出將進入周期性電流限制狀態(tài)。當(dāng)CS2引腳電壓超過0.25V時，軟啟動電容C26將被完全隔離，并通過內(nèi)部FET上拉1μA電流，迫使振蕩器停振，封鎖驅(qū)動脈沖，芯片將停止輸出PWM信號，防止器件過流損壞。因此可以非常方便的使用電壓比較器設(shè)計各種保護電路，如輸出短路保護、輸出過流保護、過溫保護電路等。當(dāng)檢測到故障消失后，內(nèi)部振蕩器自動復(fù)位，開關(guān)電源重新啟動[1-3]。

輸入過欠壓保護本次設(shè)計采用了如下圖2所示電路。輸入電壓經(jīng)電阻分壓、三極管的導(dǎo)通放電，反饋至LM5025A的UVLO引腳，與芯片內(nèi)部2.5V基準電壓進行比較，對驅(qū)動信號進行封鎖，從而關(guān)斷主開關(guān)管，達到保護的目的。

圖2 輸入過欠壓保護原理圖Fig.2 Schematic diagram of undervoltage input protection

2.4 占空比的選擇

在設(shè)計開關(guān)電源時，應(yīng)該選擇合理的占空比，使輸入電壓為最小值和最大值時，開關(guān)管的電壓應(yīng)力相等。

可得：

欲使輸入最大電壓和最小電壓時開關(guān)管電壓應(yīng)力相等，必須滿足

將（2）式代入（1）式中可得：Dmin=0.33，Dmax =0.67，N=2.4取整數(shù)2.

2.5 開關(guān)管的選擇

選擇MOSFET的原則是：MOSFET的額定電壓和電流值不小于變換器中MOSFET所承受的最大電壓和最大電流，一般應(yīng)該為兩倍[3-5]。同時，MOSFET的導(dǎo)通速度和導(dǎo)通電阻也是在器件選擇時首要考慮的問題，導(dǎo)通速度要快，導(dǎo)通電阻要盡可能小。

輸入為VIN（min）=18V, Dmax=0.67時，主開關(guān)管Q1的電壓應(yīng)力為：

輸入為VIN（max）=36V, Dmin=0.33時，主開關(guān)管Q1的電壓應(yīng)力為：

在變換器正常運行時，主開關(guān)管Q1流過的最大電流為：

選擇TI公司的CSD19533Q5A，漏源最大電壓為100V,最大漏極電流最小值為13A,導(dǎo)通電阻最大值僅為8.7mΩ。

2.6 輔助開關(guān)管的選擇

在低邊有源鉗位電路中，輔助開關(guān)管選擇P溝道MOS管，輔助開關(guān)管承受的最大電壓即鉗位電容電壓。

由于輔助開關(guān)管不流過變壓器次級折射到初級側(cè)的電流，只流過勵磁電流，因此電流很小可以忽略，在選擇輔助開關(guān)管時導(dǎo)通電阻不是其主要的考慮因素，較低的柵極電荷才是主要的考慮因素。

選擇IR公司的P溝道MOS管IRFR6215，漏源最大電壓為-150V，導(dǎo)通電阻0.295Ω，漏極電流最大值為-13A，柵極電荷66nC。

2.7 同步整流管的選擇

當(dāng)主開關(guān)管Q1導(dǎo)通時，同步整流管SR2承受的電壓為：

當(dāng)輸入電壓為最大值36V時，同步整流管SR2承受的最大電壓為：

當(dāng)主開關(guān)管Q1關(guān)斷時，一次側(cè)繞組承受的反向電壓為鉗位電容C1上的電壓VC1，同步整流管SR1承受的電壓為：

當(dāng)輸入電壓為最大值18V、Dmax =0.67時，同步整流管SR1承受的最大電壓為：

SR1和SR2上流過的最大電流為最大輸出電流加上電流紋波，△IL取0.1IL，則最大電流為1.05 IL，即10.5A。

因此，同步整流管上承受的最大電壓為18.3V，流過的最大電流為10.5A?？梢赃x擇VISHAY公司生產(chǎn)的SIR422DP來滿足要求，其漏源最大電壓為40V,最大漏極電流為20.5A，導(dǎo)通電阻最大值僅為8mΩ。

2.8 功率變壓器的設(shè)計

采用PCB平面變壓器，可相應(yīng)的減小變壓器的體積和高度，達到高電流密度、高效率。這種變壓器采用平面的RM或EI型鐵氧體磁芯。在高頻下磁芯損耗很低。在繞組結(jié)構(gòu)方面采用多層印刷電路板疊合而成，這種結(jié)構(gòu)直流電阻低、漏感低、分布電容小，可滿足設(shè)計要求。由于磁芯良好的磁屏蔽，還可獲得抑制射頻干擾的良好效果[6-8]。

根據(jù)傳輸功率選擇變壓器磁芯，輸出功率PO為50W，選擇RM2.3KD材料的磁芯，使用AP法計算磁芯的AP值。

其中，AW為磁芯有效窗口面積，單位cm2；Ae為磁芯有效截面積，單位cm2；PO為輸出功率，△B為磁通密度變化量，取0.22T,fT為變壓器工作頻率，K為系數(shù)，取0.014.

由法拉第電磁感應(yīng)定律得出初級繞組的匝數(shù)：

取整數(shù)4匝，根據(jù)變壓器初次級匝比為2可得到次級的匝數(shù)為2匝。

3 結(jié)論

根據(jù)設(shè)計制作出樣品，在常溫、高溫（+85℃）、低溫（-55℃）下工作時分別進行了測試，在整個輸入范圍內(nèi)，輸出電壓穩(wěn)定，當(dāng)輸入電壓為28V，輸出功率為50W時，常溫下效率可達到91.74%，高低溫下效率也超過90%，在各項環(huán)境試驗中性能表現(xiàn)比較滿意，工作安全可靠，達到了設(shè)計要求。有源鉗位同步整流技術(shù)使DC/DC變換器的效率得到了大大的提升，體積也進一步減小，適應(yīng)了現(xiàn)代開關(guān)電源的發(fā)展要求。