植入式醫(yī)療裝置的無(wú)線通信和能量收集電路

楊洋, 張瑞智, 張杰, 許江濤, 張鴻

(西安交通大學(xué)微電子學(xué)院, 710049, 西安)

隨著微電子和生物醫(yī)療技術(shù)的不斷發(fā)展,心臟起搏器、腦起搏器和人工耳蝸等植入式醫(yī)療裝置已廣泛應(yīng)用于臨床醫(yī)療。無(wú)線通信電路是植入式裝置的重要模塊,它接收體外程控器的控制命令并向體外傳輸實(shí)時(shí)的生命體征信息[1]。通常體內(nèi)裝置封裝在一個(gè)鈦金屬殼內(nèi),以實(shí)現(xiàn)良好的生物相容性,鈦殼引起的電磁屏蔽使得通信距離大大降低,因此實(shí)現(xiàn)低功耗、遠(yuǎn)距離的無(wú)線通信是植入式醫(yī)療裝置的設(shè)計(jì)難題。體內(nèi)裝置通常采用電池供電,工作壽命有限,如果能通過(guò)無(wú)線通信電路向體內(nèi)裝置傳輸能量,可顯著增加植入式裝置在體內(nèi)的工作壽命。

目前,各種植入式醫(yī)療裝置無(wú)線系統(tǒng)的差異主要是通信調(diào)制方法的不同。文獻(xiàn)[2]中的無(wú)線通信系統(tǒng)采用脈沖位置調(diào)制(PPM)方式,實(shí)現(xiàn)了較高的效率和較遠(yuǎn)的通信距離,但其使用FPGA開(kāi)發(fā)板實(shí)現(xiàn),體積較大,難以實(shí)現(xiàn)體內(nèi)集成;文獻(xiàn)[3-4]中使用的負(fù)載鍵控(LSK)開(kāi)關(guān)調(diào)制方式屬于無(wú)源通信,具有低功耗優(yōu)勢(shì),但是其通信距離短,在鈦殼屏蔽的條件下,誤碼率大大增加;文獻(xiàn)[5]中的無(wú)線系統(tǒng)使用了高速時(shí)鐘和基于相干檢測(cè)的偏振復(fù)用四相位相移鍵控(CP-DQPSK)調(diào)制方式,可實(shí)現(xiàn)極高的通信速率,但其功耗過(guò)高,難以滿足植入式裝置低功耗的需求;文獻(xiàn)[6]使用2-PPM調(diào)制方式,實(shí)現(xiàn)了較低的功耗和較遠(yuǎn)的通信距離,但其電路使用分立器件實(shí)現(xiàn),面積和功耗都較大。文獻(xiàn)[2-6]中的電路都只實(shí)現(xiàn)了無(wú)線通信,沒(méi)有包含能量收集功能。文獻(xiàn)[7]基于PSK調(diào)制分別實(shí)現(xiàn)了無(wú)線通信和無(wú)線能量傳輸,其通信速率較快,功耗較低,無(wú)線能量轉(zhuǎn)換效率較高,但通信距離較短,限制了應(yīng)用范圍。文獻(xiàn)[8]給出了針對(duì)植入式心臟起搏器的獨(dú)立的無(wú)線充電電路,具有較高的能量輸出功率,但體積過(guò)大,發(fā)熱較為嚴(yán)重,增加了病患肌體發(fā)炎的風(fēng)險(xiǎn)。

因此,本文提出了一種基于脈沖幅度調(diào)制(PAM)的無(wú)線通信電路和高效率能量收集電路,采用0.35 μm CMOS工藝完成了電路設(shè)計(jì)和仿真,并搭建了實(shí)驗(yàn)環(huán)境對(duì)所提出的系統(tǒng)進(jìn)行了驗(yàn)證。結(jié)果表明,所提系統(tǒng)與同類(lèi)系統(tǒng)相比,可增加植入式裝置的通信距離,并且具有低功耗和小體積的優(yōu)勢(shì)。

1 基本原理與系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

本文以植入式心臟起搏器作為典型應(yīng)用來(lái)說(shuō)明所提出的無(wú)線通信和能量收集電路,通信部分由接收電路、發(fā)射電路和數(shù)字電路等模塊組成,無(wú)線能量收集部分由整流器和穩(wěn)壓器實(shí)現(xiàn),總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。體外程控儀探頭中的線圈L1和體內(nèi)裝置中的線圈L2都用自粘性漆包線繞制;為了減少系統(tǒng)體積,無(wú)線通信和能量收集均是通過(guò)L1和L2之間的互感耦合來(lái)實(shí)現(xiàn);能量收集電路接收的能量可存儲(chǔ)在儲(chǔ)能元件中;通信時(shí)無(wú)線系統(tǒng)需要與內(nèi)置的微控制器交換信息;心電采集電路主要為一個(gè)超低功耗的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)[9]。

圖1 無(wú)線系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

1.1 通信頻段和調(diào)制方式

研究表明,鈦金屬對(duì)于射頻信號(hào)的插入損耗與射頻頻率正相關(guān),射頻為200 kHz以下的信號(hào)對(duì)鈦殼的穿透性最好,在電感為5 mH、鈦殼厚度為5 mm的條件下,頻率為120 kHz的信號(hào)具有最佳的穿透特性[5]。綜合考慮數(shù)據(jù)傳輸速率要求,本文選擇128 kHz作為通信的頻段,以此頻率作為電感電容網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率。

程控儀與植入式裝置之間的雙向通信數(shù)據(jù)使用PAM調(diào)制。程控儀向體內(nèi)裝置傳輸控制命令時(shí),將程控指令進(jìn)行編碼,再以脈沖的有和無(wú)代表二進(jìn)制的1和0,用來(lái)調(diào)制諧振頻率為128 kHz的脈沖信號(hào),并通過(guò)電感L1耦合給體內(nèi)電感L2,體內(nèi)的接收電路通過(guò)放大、濾波和恢復(fù)整形電路將脈沖信號(hào)還原成二進(jìn)制信息,發(fā)送到微控制器,以執(zhí)行相應(yīng)的命令。另外,體內(nèi)裝置向程控儀發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí),首先將心電信息和微控制器需要發(fā)射的其他信息經(jīng)過(guò)編碼,再通過(guò)發(fā)射電路調(diào)制一串諧振頻率為128 kHz的PAM信號(hào),通過(guò)L2耦合到L1,最終由體外的程控儀接收電路進(jìn)行接收、解碼和顯示。

PAM調(diào)制信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為

(1)

式中:p為單位脈沖信號(hào)函數(shù);bk∈{0,1}為二進(jìn)制數(shù)據(jù)位;T為單位脈沖周期。

本文通信系統(tǒng)的目標(biāo)速率為8 kbit/s,脈沖周期最小為122 μs。與傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)調(diào)制(OOK)通信方式相比,在傳送二進(jìn)制信號(hào)0時(shí),PAM、OOK兩種調(diào)制方式均不產(chǎn)生功耗;在傳遞1時(shí),PAM調(diào)制信號(hào)的脈沖寬度為僅為10 μs,而OOK調(diào)制方式需要在線圈上加上持續(xù)61 μs的諧振信號(hào),其調(diào)制電路的電流導(dǎo)通時(shí)間與OOK調(diào)制方式的導(dǎo)通時(shí)間之比為10/61,若脈沖幅值相同,PAM調(diào)制方式的發(fā)射功耗更低,信號(hào)對(duì)比如圖2所示。PAM調(diào)制方式的調(diào)制電路僅需要一只有源器件,解調(diào)電路的結(jié)構(gòu)也相對(duì)簡(jiǎn)單,因此電路的面積開(kāi)銷(xiāo)較小。PAM調(diào)制載波信號(hào)為單一脈沖,頻譜更加純凈,傳輸調(diào)制信號(hào)的信噪比也就更高,傳輸距離更遠(yuǎn)。

圖2 PAM和OOK調(diào)制信號(hào)對(duì)比

1.2 脈沖信號(hào)的解調(diào)

在體內(nèi)裝置接收信號(hào)時(shí),圖1中的L2實(shí)際接收到的信號(hào)包含各個(gè)頻率的分量,信號(hào)的幅值經(jīng)過(guò)衰減后變得很小,需要對(duì)其進(jìn)行濾波和放大。濾波能夠顯著地衰減高頻分量,使信號(hào)正半周期的寬度接近單位數(shù)據(jù)位寬。濾波器輸出的信號(hào)再放大之后,使用一個(gè)比較器和簡(jiǎn)單的數(shù)字電路就可以對(duì)信號(hào)解調(diào),在一次解調(diào)過(guò)程中,只要信號(hào)大于比較閾值,數(shù)字電路立即鎖存比較器輸出的高電平并保持61 μs,在此期間內(nèi)比較器不再工作,這種方式可以保證比較器在一個(gè)PAM脈沖周期內(nèi)僅響應(yīng)一次,對(duì)PAM脈沖的其他旁瓣不響應(yīng),提高了解調(diào)的可靠性并降低了功耗。為了防止通信過(guò)程中其他干擾的影響,需要使用遲滯比較器,其遲滯量電壓量可設(shè)置為

Vhys=VsigA

(2)

式中:Vsig為線圈耦合到的信號(hào)幅值大小;A為信號(hào)放大倍數(shù),本文取A≈2。

通過(guò)搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)測(cè)試以及對(duì)線圈耦合模型進(jìn)行優(yōu)化,通信系統(tǒng)在12 cm距離進(jìn)行無(wú)線通信時(shí)L2耦合到的脈沖幅值超過(guò)70 mV,故比較器的遲滯量至少應(yīng)為140 mV。

1.3 基于電感耦合的近場(chǎng)無(wú)線能量傳輸與收集

植入在體內(nèi)一側(cè)的無(wú)線能量接收電路包括由L2、C2組成的諧振器、整流器和穩(wěn)壓器,其中R2用來(lái)模擬電感上的寄生電阻,體外能量發(fā)射電路包含一個(gè)信號(hào)發(fā)生器用來(lái)激勵(lì)諧振電路,將能量耦合到體內(nèi)的線圈上,諧振電路由C1、L1及其等效寄生電阻R1構(gòu)成,能量傳輸電路耦合模型如圖3所示,信號(hào)發(fā)生器可以等效為圖3中的信號(hào)源。

諧振電路通過(guò)內(nèi)外線圈的互感諧振,接收到交流信號(hào),互感的耦合系數(shù)越大,交流信號(hào)幅值越大。內(nèi)外線圈的耦合系數(shù)k只和線圈空間相對(duì)距離以及線圈幾何尺寸有關(guān)[10]。為了盡可能取得更大的耦合系數(shù),使體內(nèi)線圈通過(guò)更多的磁通量,體內(nèi)線圈沿著起搏器的鈦殼內(nèi)側(cè)邊沿繞制?？紤]到對(duì)鈦殼的穿透性,能量傳輸?shù)妮d波頻率為128 kHz,諧振電路在最佳耦合系數(shù)下的傳輸效率為

(3)

式中:Q1=ωnL1/R1、Q2=ωnL2/R2分別為L(zhǎng)1、L2的品質(zhì)因子,ωn為諧振頻率,受到體積的限制,Q2通常比Q1低。在設(shè)計(jì)線圈時(shí),需在接收幅值足夠大的前提下,按照式(3)進(jìn)行優(yōu)化來(lái)提高能量傳輸效率[10],整個(gè)無(wú)線能量傳輸?shù)目傂士杀硎緸?/p>

(4)

式中:VDC、IDC分別為能量傳輸電路輸出電壓和負(fù)載電流;PIN,ac為體外信號(hào)源產(chǎn)生的交流電壓功率。

圖3 能量傳輸電路耦合模型

由于受到鈦殼的衰減,接收到的電壓幅值比較小,如果采用傳統(tǒng)的二極管橋式整流將會(huì)產(chǎn)生極大的壓降損耗,使得總效率大大降低。相比傳統(tǒng)二極管整流器,本文所采用的CMOS交叉耦合整流器可大大降低壓降損耗。穩(wěn)壓器將整流器輸出的直流電壓轉(zhuǎn)換為一個(gè)穩(wěn)定的直流電壓對(duì)儲(chǔ)能電容充電,或直接為負(fù)載供電。本文的穩(wěn)壓器由基準(zhǔn)電壓源、誤差放大器和反饋網(wǎng)絡(luò)組成,穩(wěn)壓器工作原理如圖4所示,其中基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生一個(gè)不隨輸入電壓變化的基準(zhǔn)電壓Vref,為誤差放大器提供參考輸入。

圖4 穩(wěn)壓器工作原理

1.4 系統(tǒng)工作流程

起搏器非通信時(shí)間處于休眠狀態(tài),需要通信時(shí)程控儀先對(duì)植入裝置進(jìn)行能量傳輸,體內(nèi)確認(rèn)電量充足后,打開(kāi)喚醒電路等待喚醒。程控儀喚醒通信電路并且互相確認(rèn)能夠進(jìn)行雙向通信后,在程控儀控制下進(jìn)行雙向通信,具體工作流程如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)流程圖

2 電路設(shè)計(jì)

整個(gè)通信系統(tǒng)包括體外部分和體內(nèi)部分,為了減小體內(nèi)部分電路的體積,除諧振電感和電容外的所有電路都集成在一個(gè)芯片上。本節(jié)給出無(wú)線通信和能量收集電路的主要模塊的設(shè)計(jì)。

2.1 無(wú)線發(fā)射電路

在體內(nèi)電路向體外發(fā)射信號(hào)時(shí),諧振電路通過(guò)兩個(gè)多路開(kāi)關(guān)接到電源和脈沖發(fā)射開(kāi)關(guān)上,各模式下諧振電路與其他電路的連接如圖6所示。經(jīng)過(guò)編碼后的數(shù)字信號(hào)控制晶體管M0的柵極,實(shí)現(xiàn)PAM調(diào)制:發(fā)送0時(shí),M0不導(dǎo)通,不消耗功耗;需要發(fā)送數(shù)字1時(shí),M0開(kāi)啟10 μs,然后關(guān)閉,在L2、C2組成的諧振腔內(nèi)形成振蕩頻率為128 kHz的PAM脈沖,以近場(chǎng)耦合的方式發(fā)射到體外程控儀的線圈上。

圖6 各模式下諧振電路與其他電路的連接

2.2 無(wú)線接收電路

在接收模式下,圖6中的兩個(gè)多路開(kāi)關(guān)切換到位置b,L2、C2將接收到體外發(fā)送的PAM脈沖,該信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波之后,再進(jìn)行放大和比較即可解調(diào)出程控儀發(fā)來(lái)的數(shù)字信號(hào)。為了降低功耗,本文提出了一種包含預(yù)放大器和遲滯比較器的接收電路結(jié)構(gòu),如圖7所示,其中晶體管M1～M5組成預(yù)放大器,晶體管M6～M16組成遲滯比較器,VB1、VB2為偏置電壓,比較器的遲滯量由M10(M11)與M9(M12)的尺寸比k=(W/L)10/(W/L)9決定,估算電壓遲滯量

(5)

式中:I6為M6的電流;β為M7、M8的增益因子。

比較器的輸出Vrec經(jīng)過(guò)數(shù)字電路鎖存,即可得到解調(diào)后的數(shù)字結(jié)果。

圖7 接收電路結(jié)構(gòu)

2.3 能量收集電路

能量收集電路包含整流和穩(wěn)壓兩個(gè)部分,在能量傳輸模式下,圖6中兩個(gè)多路開(kāi)關(guān)接到a位置,諧振器上感應(yīng)到體外程控儀發(fā)送的連續(xù)正弦波,經(jīng)過(guò)整流和穩(wěn)壓后即可產(chǎn)生穩(wěn)定的直流輸出。L2的電感值為6 mH,等效串聯(lián)阻抗為476 Ω,可估算出在諧振頻率處的Q為1.613。

為了降低直流損耗,采用了交叉耦合CMOS整流電路,將諧振線圈上接收到的交流信號(hào)VRF+、VRF-轉(zhuǎn)換為接近直流的信號(hào)VDC,整流電路單元如圖8所示。VTHP為PMOS管閾值電壓,在接收能量時(shí),只要輸入信號(hào)幅值大于|VTHP|時(shí),M17和M20導(dǎo)通,給等效負(fù)載電容CL充電,當(dāng)輸入信號(hào)小于-|VTHP|,M18和M19開(kāi)啟并給CL充電。M21～M24可將M17和M18的襯底電位動(dòng)態(tài)調(diào)整到電路中的最高電位,從而抑制閂鎖效應(yīng)和體效應(yīng)。比較器CMP1、CMP2用于加速充電開(kāi)關(guān)開(kāi)啟和抑制漏電,整流器的輸入、輸出關(guān)系表示為[11]

(6)

(7)

式中:VRF=VRF+-VRF-;TRF為輸入正弦信號(hào)周期。

為了提高輸出直流電壓幅值,本文將3個(gè)圖8所示的整流電路級(jí)聯(lián)得到約2 V的輸出直流電壓。

圖8 整流電路單元

2.4 穩(wěn)壓電路

穩(wěn)壓器電路根據(jù)圖4所示的基本原理設(shè)計(jì),M21～M34和R1組成基準(zhǔn)電壓源,如圖9所示。M28～M30和M32～M34分別等效為晶體管MS1和MS2。根據(jù)MOS管的平方律電流公式,可推導(dǎo)出電壓

(8)

式中:VGSS1、VGS31為MS1、M31的柵源電壓;WS2、LS2為MS2的柵寬、柵長(zhǎng);VTHN為NMOS的閾值電壓。根據(jù)式(7),調(diào)節(jié)R1和MS2的寬長(zhǎng)比即可以得到所需的基準(zhǔn)電壓,M35～M39組成誤差放大器。在超低功耗下,漏電流將會(huì)對(duì)基準(zhǔn)電壓造成較大影響,本文采用R2、R3來(lái)抑制M37、M38柵上的漏電流,尾電流通路上的電阻R12用來(lái)進(jìn)一步提高共模抑制比,整個(gè)穩(wěn)壓器的調(diào)整管為M42,M40、R41實(shí)現(xiàn)限流功能,M43、M44組成反饋網(wǎng)絡(luò),M43、M44的增益因子分別為β43、β44,在穩(wěn)態(tài)情況下,輸出電壓Vout和Vref的關(guān)系為

(9)

根據(jù)后續(xù)電路的要求,Vout的設(shè)計(jì)值約為1.7 V。

圖9 穩(wěn)壓器電路

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文植入式裝置的無(wú)線通信和能量收集電路集成在一個(gè)芯片上,采用0.35 μm CMOS工藝進(jìn)行了設(shè)計(jì)和驗(yàn)證,芯片版圖核心面積為497 μm×646 μm,如圖10所示。為了適應(yīng)植入式心臟起搏器電池供電的特點(diǎn),工作電源電壓范圍設(shè)計(jì)為2.0～2.8 V。版圖寄生參數(shù)提取后的仿真結(jié)果顯示,通信電路在休眠模式下平均電流小于30 nA,在接收模式下平均電流小于6 μA,在發(fā)射模式下平均電流小于26 μA。

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的電路,根據(jù)實(shí)際體內(nèi)體外線圈的在各種距離下的耦合系數(shù)搭建了完整的仿真環(huán)境,仿真結(jié)果如圖11所示。在程控儀向體內(nèi)發(fā)送信號(hào)時(shí),體外線圈上的高電平脈沖可達(dá)10 V以上,如圖11a所示。經(jīng)過(guò)無(wú)線路徑和鈦殼的衰減,體內(nèi)線圈上接收到的脈沖幅值大大減小,如圖11b所示。在距離為12 cm時(shí),接收脈沖電壓V12的幅值約為80 mV,當(dāng)距離增大到13 cm,接收脈沖電壓V13幅值僅約為30 mV。根據(jù)比較器遲滯量的設(shè)計(jì),接收電路可以在12 cm通信距離下正確解調(diào)出,而當(dāng)距離為13 cm時(shí),不能正常解調(diào),數(shù)字信號(hào)波形和結(jié)果如圖11c所示,結(jié)果表明,無(wú)線通信的距離能夠達(dá)到12 cm。

(a)體外線圈上的PAM脈沖波形

(b) 通信距離為12、13 cm時(shí)體內(nèi)線圈上接收到的PAM脈沖

(c)最終解調(diào)出的數(shù)字信號(hào)波形圖11 無(wú)線信號(hào)接收仿真結(jié)果

圖12 無(wú)線信號(hào)發(fā)射仿真結(jié)果

體內(nèi)向體外發(fā)射數(shù)字信息時(shí),體內(nèi)線圈上的PAM脈沖約為15 V,如圖12所示。脈沖衰減振蕩的頻率為128 kHz,并且能在下次脈沖發(fā)射前衰減到0,這表明體內(nèi)電路能發(fā)射出需要的PAM脈沖。在距離為3 cm的情況下,體外線圈上激勵(lì)一個(gè)幅值為20 V、128 kHz的正弦信號(hào)來(lái)仿真能量收集電路的性能,仿真結(jié)果如圖13所示,結(jié)果表明,體內(nèi)線圈上耦合到的信號(hào)幅值為800 mV,穩(wěn)壓電路的直流輸出Vout為1.73 V,由式(4)進(jìn)行計(jì)算,能量傳輸效率可達(dá)到20%。

圖13 能量接收仿真結(jié)果

為了在實(shí)際環(huán)境下驗(yàn)證整個(gè)通信系統(tǒng),本文還采用分立器件搭建了無(wú)線通信測(cè)試平臺(tái)來(lái)驗(yàn)證所提出的電路和系統(tǒng),如圖14所示。體內(nèi)外線圈均為自繞漆包線,體內(nèi)線圈封裝在一個(gè)密閉的鈦殼內(nèi),通過(guò)兩根引線連接到通信電路板上,通信電路用分立放大器和比較器、微控制器搭建,用來(lái)實(shí)際模擬所設(shè)計(jì)的體內(nèi)電路,程控儀電路由分立元件和單片機(jī)組成。當(dāng)通信距離為6 cm時(shí),植入設(shè)備接收模式體外、體內(nèi)線圈上測(cè)試到的PAM脈沖波形和設(shè)備發(fā)射模式體外、體內(nèi)線圈上測(cè)試到的PAM脈沖波形,結(jié)果如圖15所示。進(jìn)一步的測(cè)試表明,本文的通信電路滿足12 cm距離下進(jìn)行的雙向無(wú)線通信,并且誤碼率不超過(guò)10-5。

圖14 測(cè)試平臺(tái)

(a)植入設(shè)備接收模式下體外和體內(nèi)線圈PAM脈沖波形

(b)植入設(shè)備發(fā)射模式下體外和體內(nèi)線圈PAM脈沖波形圖15 通信距離為6 cm的測(cè)試結(jié)果

對(duì)本文電路的性能進(jìn)行了總結(jié),并且與近年來(lái)相關(guān)文獻(xiàn)的結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比,結(jié)果如表1所示。由表1可知,本文的電路因?yàn)槭褂昧薖AM調(diào)制方式進(jìn)行無(wú)線通信,并且為無(wú)線通信和能量傳輸電路設(shè)計(jì)了專(zhuān)用電路,因而能夠?qū)崿F(xiàn)更遠(yuǎn)的通信距離和無(wú)線能量收集功能,在功耗和面積也有一定的優(yōu)勢(shì)。

表1 本文電路性能與和相關(guān)文獻(xiàn)的對(duì)比

4 結(jié) 論

本文提出了一種應(yīng)用于植入式醫(yī)療裝置的低功耗、高效率的無(wú)線通信和能量收集電路。通信電路采用脈沖幅度調(diào)制的近場(chǎng)通信方式,與傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)調(diào)制方式相比,電路功耗更低、面積更小,在相同誤碼率的情況下能夠?qū)崿F(xiàn)更遠(yuǎn)的通信距離,能量收集部分包含低功耗的MOS整流和穩(wěn)壓電路,具有高轉(zhuǎn)換效率、小面積的優(yōu)勢(shì)。電路采用0.35 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)和驗(yàn)證,仿真和測(cè)試結(jié)果表明,電路的工作電壓為2～2.8 V,工作的載波頻率為128 kHz,通信距離可達(dá)12 cm,功耗低于72.8 μW,電路面積為0.321 mm2,能量轉(zhuǎn)換效率高于20%。該電路可應(yīng)用在植入式醫(yī)療裝置中,從而實(shí)現(xiàn)高效率無(wú)線通信和能量收集。