dsPIC芯片的單相正弦波逆變器設(shè)計(jì)

，

(西安工業(yè)大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，西安 710021)

引 言

化石燃料的枯竭和傳統(tǒng)發(fā)電帶來(lái)的環(huán)境污染問(wèn)題得到了眾多人的關(guān)注，環(huán)境保護(hù)已經(jīng)迫在眉睫。眾多的目光都聚集在新能源的開(kāi)發(fā)與利用上，而太陽(yáng)能作為清潔、無(wú)污染且可再生的清潔能源得到了最廣泛的開(kāi)發(fā)利用，而利用太陽(yáng)能最直接的方式便是搭建光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)。本設(shè)計(jì)采用雙級(jí)式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，前級(jí)在實(shí)現(xiàn)直流升壓的同時(shí)調(diào)制電流波形為正弦半波，后級(jí)為逆變?nèi)珮?，?shí)現(xiàn)正弦半波的翻轉(zhuǎn)最后得到正弦波電流；采用一種全新的控制方式去控制變換器的工作，提高變換器效率的同時(shí)還能實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)。

1 主電路拓?fù)?/h2>

單相正弦波逆變器的主電路由帶有源箝位的交錯(cuò)反激變換器、逆變?nèi)珮蚝虴MI濾波器構(gòu)成。逆變器的前級(jí)為用來(lái)實(shí)現(xiàn)直流升壓的兩路交錯(cuò)并聯(lián)的反激變換器，Sw1、Sw2分別為主開(kāi)關(guān)管，而Sa1、Sa2為對(duì)應(yīng)的從開(kāi)關(guān)管，TR1、TR2是兩個(gè)變壓器，Cc1、Cc2為箝位電容，D1、D2為構(gòu)成交錯(cuò)反激的整流二極管， Cin為輸入電容 ，Co為輸出電容，后級(jí)為S3、S4、S5、S6所構(gòu)成的逆變?nèi)珮?。單相正弦波逆變器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

A位于反激變換器的原邊，B位于反激變換器的副邊二極管之后，C位于高頻濾波電容之后，D位于電網(wǎng)側(cè)EMI濾波器之后，與A、B、C、D四處相對(duì)應(yīng)的電流波形圖如圖2所示。

圖2 各點(diǎn)電流波形示意圖

從上面的圖形中能夠看出，B點(diǎn)之前所起到的作用就是產(chǎn)生可控電流源，該電流源的均值是正弦半波且頻率兩倍于電網(wǎng)側(cè)頻率，即便通過(guò)采用交錯(cuò)并聯(lián)反激的拓?fù)鋪?lái)降低電流的紋波，紋波依舊會(huì)處于一個(gè)相對(duì)較大的狀態(tài)。交錯(cuò)反激變換器和逆變?nèi)珮蜷g的高頻濾波電容不僅對(duì) B點(diǎn)的高紋波電流起到了濾波作用，還防止了因?yàn)檩敵隽考y波太大導(dǎo)致的逆變?nèi)珮蛑械木чl管的誤關(guān)斷的可能。逆變?nèi)珮驅(qū)?00 Hz的正弦半波波形的直電流進(jìn)行翻轉(zhuǎn)，最終得到50 Hz的正弦波波形的交流電。

2 反激變換器的工作模式

2.1 DCM模式

圖3反映了在DCM模式下各個(gè)參數(shù)的變化情況。

圖3 DCM模式

其中副邊電流is由峰值降為0所經(jīng)歷的時(shí)間為T(mén)off1，可以計(jì)算出輸出平均電流為

(1)

式中Iout為輸出平均電流。

單個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，輸出功率為：

(2)

上式中Pout為輸出功率。

由于單個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)反激變壓器磁芯復(fù)位，因?yàn)榻?jīng)過(guò)電感的電流增量同電流減少量是相等的，所以可以得到：

(3)

由上式可得：

(4)

同時(shí)單個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的輸入功率為：

(5)

式中，Pin是輸入平均功率(W)。

由單周期中功率守恒，由(4)、(5)兩式可得

(6)

可見(jiàn)在DCM工作模式下，顯示為電流源特性控制算法簡(jiǎn)單，副邊二極管自然關(guān)斷，不會(huì)反向恢復(fù)。

2.2 反激變換器在非互補(bǔ)控制下的工作狀態(tài)

工頻周期內(nèi)，反激變換器輸出的電流在采用平均電流控制的情況下會(huì)被調(diào)制成正弦半波波形。在 DCM模式下，箝位電容和漏感之間因?yàn)橹C振所浪費(fèi)的能量將會(huì)得到減少，由于變換器為兩路交錯(cuò)180°工作，知其一即可，高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形如圖4所示。

圖4 高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形

如圖4所示，有源箝位反激變換器在單個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)可以按照時(shí)間將其分為8個(gè)節(jié)段。為分析方便，假設(shè)如下：

① 主開(kāi)關(guān)Sw和從開(kāi)關(guān)Sa的導(dǎo)通電阻為零，反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通壓降也為零；

② 忽略t3-t5之間變壓器漏感Lk與主開(kāi)關(guān)管Sw輸出電容的高頻振蕩。高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)等效電路圖如圖5所示。

圖5 高頻開(kāi)關(guān)周期內(nèi)等效電路圖

(1)節(jié)段1[t0～t1]

t0時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)Sw導(dǎo)通，輸入電壓加在勵(lì)磁電感兩端，原邊電流線性增加，勵(lì)磁電感 Lm儲(chǔ)能。

原邊電流表示為：

當(dāng)原邊電流增加至和基準(zhǔn)電流相等時(shí)，主開(kāi)關(guān)Sw處于關(guān)斷，此節(jié)段結(jié)束。此刻原邊電流為：

(2)節(jié)段2[t1～t2]

t1時(shí)刻， Sw關(guān)斷，原邊勵(lì)磁電流 iLm開(kāi)始向Cds-sw充電。由于該Cds-sw的值非常小(pF級(jí))，所以主開(kāi)關(guān)兩端電壓Uds-sw的增長(zhǎng)也可以看作是呈線性的：

當(dāng)Uds-sw=Uin+Uc(t2)，Sa體二極管導(dǎo)通，此節(jié)段結(jié)束。

(3)節(jié)段3[t2～t3]

當(dāng)漏感電流iLk降至零的時(shí)候，此節(jié)段結(jié)束。

(4)節(jié)段4[t3～t4]

(5)節(jié)段5[t4～t5]

t4時(shí)刻，副邊的電流 is將會(huì)降低到零，副邊整流二極管D1處于斷開(kāi)狀態(tài)，變壓器漏感Lk會(huì)和主開(kāi)關(guān)Sw的輸出電容 Cds-sw發(fā)生諧振，同傳統(tǒng)的DCM模式反激變換器一致。

(6)節(jié)段6[t5～t6]

t5時(shí)，Sa導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm兩端電壓與漏感Lk兩端的電壓之和等于箝位電容電壓時(shí)，副邊整流二極管D1導(dǎo)通。漏感電流iLk和勵(lì)磁電感iLm反向增加，存儲(chǔ)在箝位電容 Cc上的漏感能量部分釋放到副邊，部分再次傳輸?shù)铰└蠰k上，為主開(kāi)關(guān) Sw后面實(shí)現(xiàn)ZVS創(chuàng)造條件。

副邊二極管D1電流為：

is(t)=iLk(t)-iLm(t)

(7)節(jié)段7[t6～t7]

t6時(shí)刻，輔助開(kāi)關(guān)Sa關(guān)斷，Cds-sw經(jīng)由iLk實(shí)現(xiàn)放電。如果此時(shí) Lk儲(chǔ)存的能量多過(guò) Cds-sw，則 iLk與 iLm之間的差值會(huì)傳送至反激變壓器的二次側(cè)， 同時(shí)D1會(huì)繼續(xù)導(dǎo)通。如果iLk減小直至與iLm相等時(shí)，D1反向截止，Cds-sw放電的過(guò)程將會(huì)由Lm和Lk一起完成。

(8)節(jié)段8[t7～t8]

t7時(shí)刻，變壓器主開(kāi)關(guān) Sw兩端電壓 Uds-sw減小到零，體二極管 Dsw開(kāi)通， iLk與iLm減小，為 Sw的零電壓導(dǎo)通做好準(zhǔn)備。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

以Microchip 的 dsPIC33F為處理器，通過(guò)Matlab/Simulink對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析。搭建了反激變換器的模型，并設(shè)計(jì)了相關(guān)的數(shù)據(jù)額定輸入電壓Uin=30.5 V，電網(wǎng)電壓Ugrid=220 V，箝位電容Cr1=1 μF，變壓器原副邊n=1/6，經(jīng)過(guò)計(jì)算最后確定原邊線圈匝數(shù)為7，副邊線圈匝數(shù)為42，反激變換器將輸入的直流電壓進(jìn)行升壓至400 V左右，如圖6所示。

圖6 反激變換器實(shí)現(xiàn)直流升壓波形

反激變換器原邊的主開(kāi)關(guān)電流波形圖如圖7所示，該電流波形呈正弦半波波形，與原理描述一致。

圖7 原邊電流波形圖

反激變換器副邊二極管的電流波形圖如圖8所示，該電流波形同樣也呈正弦半波波形，同原理描述的一致。

圖8 副邊電流波形圖

在進(jìn)行逆變的時(shí)候采用SPWM控制策略，其占空比如圖9所示，通過(guò)全橋逆變將電流進(jìn)行翻轉(zhuǎn)最后得到正弦波波形的電流，然后通過(guò)對(duì)電網(wǎng)電壓鎖相實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓實(shí)現(xiàn)同頻同相從而完成并網(wǎng)如圖10所示。

圖9 逆變時(shí)的占空比圖形

圖10 并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相仿真圖

結(jié) 語(yǔ)

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