歐陽托日,黃 魯
(中國科學(xué)技術(shù)大學(xué) 電子科學(xué)與技術(shù)系,安徽 合肥 230026)
電荷泵電路是閃速存儲器(Flash Memory)電路中一個重要部分,用于提供一個比電源電壓更高的電平。相對于常規(guī)DC/DC電路,電荷泵由于不需要電感、容易實(shí)現(xiàn)片上集成而得到廣泛使用。
根據(jù)文獻(xiàn)[1],電荷泵輸出電壓隨負(fù)載電流增加而降低。因此,電荷泵電路需要加上一個調(diào)節(jié)穩(wěn)壓部分以確保輸出電壓穩(wěn)定。一種經(jīng)典調(diào)節(jié)結(jié)構(gòu)由TANZAWA T[2]提出,稱為開關(guān)(SKIP)模式,原理是通過檢測輸出電壓,將其通過電阻分壓器分壓后和帶隙基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較產(chǎn)生一個控制信號。如果輸出電壓超過了所需電壓,控制信號將會使電荷泵停止工作,直到輸出電壓下降至設(shè)定電平以達(dá)到穩(wěn)壓效果。但是該結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)為電荷泵時斷時續(xù)地工作會帶來很大的紋波。文獻(xiàn)[3]在SKIP模式下,通過增加一個并聯(lián)電容來減小比較器的延時來嘗試降低電荷泵的紋波,但該方法并不能從根本上解決紋波問題。
LEE J Y[4]提出了頻率調(diào)制模式。和SKIP模式直接利用一個高低電平控制信號關(guān)閉電荷泵不同,頻率調(diào)制模式通過壓控振蕩器(VCO)控制電荷泵的時鐘頻率。輸出電壓較低時,VCO使得電荷泵工作頻率為最高,此時電荷泵充電速度最快。隨著輸出電壓的增加,VCO頻率變低,電荷泵的充電速度降低。然而該結(jié)構(gòu)的紋波特性也不太令人滿意。文獻(xiàn)[5]將上述結(jié)構(gòu)中的振蕩器改為電流控制振蕩器,然而由于整體結(jié)構(gòu)變化不大,效果并沒有得到本質(zhì)的提升。
本文對頻率調(diào)制模式做了一個建模分析,證明了單純的頻率調(diào)制只能穩(wěn)住輸出電壓的直流電平而不能抑制紋波,抑制紋波必須進(jìn)行額外的電流控制。由此本文提出了一種新的電荷泵調(diào)制系統(tǒng),該結(jié)構(gòu)不會額外增加太多的電路結(jié)構(gòu)和功耗,又能夠有效抑制紋波。
圖1所示為頻率調(diào)制結(jié)構(gòu),又稱為VCO結(jié)構(gòu)。與SKIP模式中振蕩器頻率為恒定值不同,VCO模式的振蕩器頻率受輸出電壓控制。輸出電壓一個小的變化被分壓器檢測到,再通過誤差放大器放大,就會形成連續(xù)信號控制壓控振蕩器頻率。電荷泵剛開始充電時,輸出電壓最低,此時VCO頻率為最高,電荷泵充電速度最快;隨著輸出電壓的增加,VCO頻率降低使得電荷泵充電速度變慢。
圖1 VCO模式簡圖
該結(jié)構(gòu)存在的一個問題是,由于其為一個連續(xù)控制的閉環(huán)系統(tǒng),為獲得高的輸出電壓精度,環(huán)路增益必須設(shè)置得很高。然而環(huán)路增益過高將會導(dǎo)致輸出端的小的電壓變化被過分放大,導(dǎo)致在VCO的輸入端呈現(xiàn)為脈沖信號。此時VCO的時鐘輸出已經(jīng)和SKIP模式的時鐘相差不大,紋波沒有得到改善。
文獻(xiàn)[5]中提出了VCO結(jié)構(gòu),沒有對VCO結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析。下文對該結(jié)構(gòu)做一個簡要分析。圖2對VCO結(jié)構(gòu)做了一個建模:根據(jù)文獻(xiàn)[1],電荷泵可等效為一個電壓源和一個電阻。電壓源電壓為:
Vpp=VDD+NVg
(1)
電荷泵輸出電阻為:
(2)
圖2 VCO模式建模圖
式中VDD為電源電壓,Vg為電荷泵單級增益,N為電荷泵級數(shù),f為電荷泵工作頻率,C為每一級電荷泵電容。式(1)、式(2)表明,電荷泵存在輸出電流時,輸出電壓下降值。
為計算環(huán)路增益,從輸出電壓Vout端斷開環(huán)路。輸出電壓被電阻分壓器R1、R2檢測,通過誤差放大器放大,放大器輸出信號控制壓控振蕩器。壓控振蕩器通過改變頻率改變電荷泵輸出電阻Rpump,輸出電壓為負(fù)載電阻RL和電荷泵輸出電阻Rpump的分壓值。系統(tǒng)環(huán)路增益T為:
(3)
(4)
(5)
其中Vout可由電阻分壓得到:
(6)
將式(4)、(5)、(6)帶入式(3)中,可得環(huán)路增益為:
(7)
這里忽略了分壓器電阻的負(fù)載效應(yīng)。該系統(tǒng)中,輸出電壓Vout接近不變,振蕩器頻率f和壓控振蕩器增益成正比。由式(7)可以看出,為獲得精確的輸出電平必須提高環(huán)路增益,而在該電路中只能提高運(yùn)放增益。
但是提高運(yùn)放增益會導(dǎo)致輸出電壓有小的變化就會使運(yùn)放輸出產(chǎn)生大的波動,從而導(dǎo)致VCO工作頻率跳變。如前所述,高的環(huán)路增益雖然提高了輸出電壓電平的精確度,但并不會減小輸出電壓紋波,表現(xiàn)為輸出電壓在直流電平上下波動。紋波電壓可近似表示為:
(8)
式中,ipump為電荷泵工作時的平均輸出電流;iL為負(fù)載消耗的電流,包括了電阻分壓器的電流;tpump為電荷泵一個周期內(nèi)的充電時間,包括分壓器的延時、比較器的延時和電荷泵內(nèi)部延時;CL為負(fù)載電容。一般來說,負(fù)載電容太大會導(dǎo)致面積太大,而電荷泵充電時間為電荷泵內(nèi)部延遲,難以消除。因此減小紋波最好的辦法就是減小ipump和iL的差值,即使得ipump盡可能跟隨iL的變化。
對于輸出電流:
(9)
對于一個穩(wěn)壓結(jié)構(gòu),Vout維持幾乎不變,而負(fù)載電流需要變化很大。SKIP模式直接讓Rpump呈現(xiàn)開路特征;VCO模式中通過改變頻率來調(diào)整Rpump的值。由于VCO頻率變化范圍有限,導(dǎo)致負(fù)載變化較大時,VCO模式和SKIP模式的紋波特性相差已經(jīng)不大了。要改善輸出紋波,必須直接控制電荷泵輸出電流。
改進(jìn)型電荷泵調(diào)節(jié)電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。
圖3 改進(jìn)型電荷泵調(diào)節(jié)電路框圖
本文仍沿用VCO模式的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)而結(jié)合了SKIP模式的控制方法。電荷泵分成三路并聯(lián),電荷泵的驅(qū)動器被分離出來以方便實(shí)現(xiàn)控制。充電時,三路電荷泵能夠獲得較快的充電速度。而在輸出電壓接近最高電圧時,借助SKIP模式的特點(diǎn),通過關(guān)閉電荷泵1和電荷泵2的驅(qū)動器,使電荷泵1和電荷泵2關(guān)閉,從而減小紋波。關(guān)閉兩個電荷泵等價于減小了每一級電荷泵的電容,從而增加了Rpump的值,減小了ipump的值。
圖4 重復(fù)利用的放大器
圖5 使用遲滯反相器減小紋波
在負(fù)載極輕的情況下,關(guān)掉2/3的電荷泵后仍然會使得充電電流太大。本文借鑒了文獻(xiàn)[5]中的思路,關(guān)閉一部分驅(qū)動器以減小電荷泵輸出電流[5-6]。區(qū)別在于,本文使用連續(xù)調(diào)制的辦法控制常開電荷泵的驅(qū)動器,如圖6所示。圖中將運(yùn)放第二級輸出端的信號Vctrl作為控制信號。當(dāng)輸出電平較低時,Vctrl電壓較高,即M1管柵極電壓較高,使得M3管和M4管能夠通過一個較大的電流,反相器M5、M6能夠正常工作。而輸出電平較高時,M1的柵極電壓較低,反相器M5、M6能夠通過的最大電流會被M3、M4限制住,使充電速度變慢。仿真表明,該結(jié)構(gòu)能夠減小輕載時最多40%的紋波。
圖6 連續(xù)控制驅(qū)動器電流
基于XMC 0.18 μm浮柵工藝,使用Cadence Spectre工具對電路進(jìn)行仿真。電源電壓為1.8 V,經(jīng)仿真,輕載(負(fù)載為100 μA)紋波為62 mV,重載(負(fù)載為1 mA)紋波為35 mV,如圖7、圖8所示。表1給出了本設(shè)計和其他設(shè)計的比較。文獻(xiàn)[3]為獲得較好的紋波特性使用了較大的電容,文獻(xiàn)[5]雖然紋波較小,但是輸出電流太小。此外,文獻(xiàn)[3]、[4]、[5]均未涉及超寬負(fù)載的紋波降低技術(shù)。本文在負(fù)載電容不大和負(fù)載電流變化很大的情況下取得了較好的紋波特性。
圖7 輕載輸出電壓紋波
圖8 重載輸出電壓紋波
本文基于XMC 0.18 μm工藝提出了一種新型電荷泵調(diào)制系統(tǒng)。重載時,對電荷泵進(jìn)行分路控制,對誤差放大器進(jìn)行重復(fù)利用,減少了比較器的使用,降低了電路靜態(tài)功耗。輕載時利用連續(xù)調(diào)制對電容驅(qū)動器進(jìn)行了連續(xù)調(diào)制,減小了電荷泵的輸出紋波。仿真表明,本設(shè)計在不用較大電容負(fù)載時在寬負(fù)載下能取得較好的紋波特性。
表1 本設(shè)計和其他設(shè)計比較
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