參與微電網(wǎng)調(diào)頻的電動汽車虛擬同步機充放電控制策略

劉其輝, 逯勝建

(新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室(華北電力大學(xué)), 北京市 102206)

0 引言

全球性的能源危機和環(huán)境污染推動了微電網(wǎng)技術(shù)及電動汽車行業(yè)的發(fā)展。微電網(wǎng)將分布式電源、儲能裝置、各類負荷以及監(jiān)控保護裝置進行有機整合,構(gòu)成一種新型發(fā)配電系統(tǒng),可以實現(xiàn)并網(wǎng)或獨立運行[1]。當(dāng)微電網(wǎng)并網(wǎng)運行時,其頻率由大電網(wǎng)鉗制,系統(tǒng)中調(diào)頻電廠維持整個系統(tǒng)的頻率穩(wěn)定。由于風(fēng)電和光伏等分布式電源具有強烈的間歇性和隨機性,為了在獨立運行時保持微電網(wǎng)頻率穩(wěn)定,需要配置足夠容量的儲能單元,增加了微電網(wǎng)的建設(shè)成本。而電動汽車作為移動儲能設(shè)備,可以作為微電網(wǎng)獨立運行時的備用容量[2]。另一方面,電動汽車入網(wǎng) (vehicle to grid,V2G)技術(shù)參與微電網(wǎng)調(diào)頻[3],為電動汽車用戶和微電網(wǎng)帶來了一定的經(jīng)濟效益,促進了可再生能源消納[4],提高了微電網(wǎng)的頻率穩(wěn)定性,同時減少了微電網(wǎng)中可控電源建設(shè)和運營的成本[5]。

目前電動汽車參與電網(wǎng)調(diào)頻控制策略的研究較多,主要都是針對大電網(wǎng)調(diào)頻展開。文獻[6]建立了計及可調(diào)用容量的電動汽車充放電靜態(tài)特性模型,仿真模擬電動汽車參與調(diào)頻的作用效果,但是沒有針對二次調(diào)頻控制展開詳細研究。文獻[7]提出了計及用戶需求的電動汽車參與電網(wǎng)調(diào)頻控制策略,并且建立了電動汽車參與調(diào)頻的等效模型,但是沒有針對多區(qū)域運行情況下調(diào)頻控制效果進行驗證。文獻[8]提出了電動汽車作為可控負荷參與系統(tǒng)調(diào)頻的控制策略,建立了計及電動汽車的單區(qū)域和雙區(qū)域負荷頻率控制模型,仿真驗證了控制策略的正確性。文獻[9]建立了集中充電站的協(xié)同調(diào)度模型,提出了集中模式下電動汽車調(diào)頻控制策略,通過算例說明該調(diào)度模型和控制策略能夠有效為系統(tǒng)提供調(diào)頻服務(wù)。上述文獻中均將電力系統(tǒng)和電動汽車簡化為等效模型,沒有建立具體的充電機模型和研究其調(diào)頻過程中的動態(tài)特性,電動汽車充放電過程中仍存在慣量、阻尼缺失等問題。

虛擬同步機(virtual synchronous machine,VSM)技術(shù)是采用適當(dāng)?shù)牟⒕W(wǎng)變換器控制算法,使基于并網(wǎng)變換器的分布式電源從外特性上模擬或部分模擬同步電機的頻率及電壓控制特性的技術(shù)[10]。VSM一般有虛擬同步發(fā)電機和虛擬同步電動機兩種形態(tài)[11]。VSM技術(shù)應(yīng)用于電動汽車充/放電控制過程中,將有利于實現(xiàn)包括調(diào)頻在內(nèi)的電動汽車對微電網(wǎng)的調(diào)節(jié)功能。文獻[12]應(yīng)用VSM技術(shù)實現(xiàn)了微電網(wǎng)二次調(diào)頻,但是沒有考慮電動汽車接入的情況。文獻[13-14]采用VSM技術(shù)實現(xiàn)電動汽車充電,有效抑制了負荷變化時系統(tǒng)頻率振蕩,但是沒有對電動汽車在V2G模式下參與電網(wǎng)二次調(diào)頻進行研究。文獻[15]提出基于同步變流器的電動汽車V2G充放電策略,使得電動汽車具有參與電網(wǎng)調(diào)頻的能力,但是缺少對控制策略有效性的理論分析。

本文針對現(xiàn)有研究的不足,考慮電動汽車的充/放電特性,基于VSM技術(shù)提出一種微電網(wǎng)中電動汽車充放電控制策略,在滿足用戶充電需求的同時,能夠為微電網(wǎng)提供電壓、慣量支撐,尤其是在微電網(wǎng)獨立運行模式下,可在無通信的情況下參與微電網(wǎng)一次調(diào)頻和二次調(diào)頻,提高微電網(wǎng)頻率穩(wěn)定性。最后,利用MATLAB/Simulink仿真驗證了控制策略的正確性和有效性。

1 含電動汽車的交流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)

目前微電網(wǎng)主要有直流微電網(wǎng)、交流微電網(wǎng)和交直流混合微電網(wǎng)三種結(jié)構(gòu)?？紤]到設(shè)備特性、微電網(wǎng)建設(shè)成本和實現(xiàn)難易程度等,交流微電網(wǎng)目前仍是以可再生能源與電動汽車充放電設(shè)施集成應(yīng)用為主要形式[16]。附錄A圖A1為一種有電動汽車接入的交流微電網(wǎng),通過控制交流母線公共連接點(PCC)端口開關(guān)實現(xiàn)微電網(wǎng)并網(wǎng)與獨立運行模式的切換。

2 電動汽車充/放電系統(tǒng)及電路模型

2.1 雙向充/放電機電路及其控制結(jié)構(gòu)

圖1為電動汽車雙向充/放電機的典型電力變換電路。該充/放電機由兩級功率變換電路組成,包含前級脈寬調(diào)制(PWM)整流器(AC/DC變換器)及其配套LC濾波器和后級Buck-Boost直流變換電路(DC/DC變換器),兩級電路通過直流母線進行連接。

圖1 雙向充/放電機電路及其控制結(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit and structure of two-way charging machine

圖1中:Vga,Vgb,Vgc為電網(wǎng)側(cè)三相電壓;Lg和Rg分別為電網(wǎng)側(cè)電感和電阻;Rs,Ls,C構(gòu)成LC濾波器;ea,eb,ec為AC/DC變換器交流側(cè)三相電壓;Va,Vb,Vc為LC濾波器電容端電壓;ia,ib,ic為交流側(cè)流入電流;Vdc為直流母線電壓;Vd為DC/DC變換器低壓側(cè)電壓;fn為微電網(wǎng)頻率f的參考值;Pset為充/放電功率參考值;P*為DC/DC變換器功率參考值;D為功率控制模塊輸出的占空比;S為選擇開關(guān);PLL表示鎖相環(huán);SVPWM表示空間矢量脈寬調(diào)制。

如圖1所示,本文提出的控制策略主要由三大模塊構(gòu)成,分別為AC/DC變換器的VSM控制模塊、DC/DC變換器的功率控制模塊及輔助調(diào)頻控制模塊。輔助調(diào)頻控制模塊實時監(jiān)測電網(wǎng)頻率,計算并輸出DC/DC變換器功率參考值P*;功率控制模塊跟蹤功率參考值P*;VSM控制模塊響應(yīng)DC/DC變換器功率變化,基于VSM技術(shù)實現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)壓等輔助功能。圖中開關(guān)S用來選擇充放電機的控制模式:當(dāng)微電網(wǎng)并網(wǎng)運行時,微電網(wǎng)頻率由大電網(wǎng)鉗制,電動汽車不參與微電網(wǎng)調(diào)頻,S置于1位置,輔助調(diào)頻控制模塊不起作用;當(dāng)微電網(wǎng)獨立運行時,電動汽車作為移動儲能參與微電網(wǎng)調(diào)頻,此時S置于2位置。

2.2 動力電池電路模型

目前比較常見的電池模型有R-2RC,R-RC和R結(jié)構(gòu)等類型,相比于R結(jié)構(gòu),R-2RC和R-RC結(jié)構(gòu)模型可以較為準確地反映動力電池的動態(tài)特性,其中R-2RC還能精確地反映電池單元的極化性質(zhì)。本文主要研究充放電機的控制策略,對動力電池模型精確度要求不高,因此為簡化分析,采用附錄A圖A2所示的R-RC結(jié)構(gòu)的電池模型,其中Ebatt為其電動勢,Vbatt為電池端電壓,Rbatt為電池內(nèi)阻,Rf為極化電阻,Cf為極化電容,可以反映電池充放電過程中的暫態(tài)反應(yīng)。

3 AC/DC變換器的VSM控制模塊

AC/DC變換器VSM控制模塊的功能為:①實現(xiàn)對同步機固有的慣量/阻尼特性模擬;②實現(xiàn)同步機勵磁控制特性模擬。本文采用文獻[17]提出的“Synchronverter”型VSM技術(shù),其思想是借鑒傳統(tǒng)同步電機的基本特性方程設(shè)計變流器控制策略。將圖1中LC濾波器阻抗Rs和Ls等效為同步機定子阻抗;ea,eb,ec等效為電機電動勢;Va,Vb,Vc等效為電機定子三相端電壓;電流ia,ib,ic等效為電網(wǎng)流入同步機定子的三相電流。這樣就將AC/DC變換器等效為了同步電機,使其具備與同步電機相同的頻率/電壓下垂特性。同步電機的基本方程可以表示為:

(1)

e=MfifωA

(2)

Te=Mfif〈i,A〉

(3)

Q=-Mfifω〈i,B〉

(4)

(5)

(6)

式中:〈〉表示點積運算;J為虛擬慣量;Te為電磁轉(zhuǎn)矩;Tm為機械轉(zhuǎn)矩;Kd為阻尼系數(shù);ωn為微電網(wǎng)的參考角頻率(ωn=2πfn);ω為VSM角頻率;e=[ea,eb,ec]T和i=[ia,ib,ic]T分別為VSM三相電動勢和三相電流構(gòu)成的向量;Mf為VSM定、轉(zhuǎn)子之間的互感;if為虛擬勵磁電流;θ為轉(zhuǎn)子電角度;Q為VSM無功輸入。

AC/DC變換器VSM控制模塊如圖2所示,主要由三部分組成:慣量、阻尼部分,計算部分及Q-V控制部分,其中Vn為端電壓V的參考值,Vdcset為直流母線電壓參考值,Td為虛擬阻尼轉(zhuǎn)矩。

圖2 AC/DC變換器的VSM控制模塊Fig.2 VSM control module of AC/DC converter

慣量、阻尼部分反映了VSM的機械特性,以式(1)為基礎(chǔ)實現(xiàn)。機械轉(zhuǎn)矩由直流母線電壓比例—積分(PI)調(diào)節(jié)器輸出,如式(7)所示。

(7)

式中:Kpdc和Kidc分別為PI調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)。

圖2中計算部分對應(yīng)式(2)至式(6),實現(xiàn)同步機基本電磁和機械特性的模擬計算,輸入為虛擬角頻率ω、轉(zhuǎn)子電角度θ及電流向量i;輸出為電磁轉(zhuǎn)矩Te,無功功率Q和電壓向量e。

Q-V控制部分采用下垂控制,用于模擬傳統(tǒng)同步電機的勵磁控制特性,圖2中Dq為電壓下垂系數(shù),定義為無功功率變化量ΔQ與電壓變化量ΔV的比值,如式(8)所示。Mfif由ΔQ與Q作差,經(jīng)過增益為1/K的積分環(huán)節(jié)得出,其中K為積分系數(shù)[16]。

(8)

在具體設(shè)計中,慣量系數(shù)J、積分增益1/K的數(shù)值參考文獻[17]的方法進行選取,此處不再贅述。

4 輔助調(diào)頻控制模塊

輔助調(diào)頻控制模塊的功能是在微電網(wǎng)獨立運行模式下,當(dāng)微電網(wǎng)內(nèi)部調(diào)頻資源不足時,可根據(jù)微電網(wǎng)頻率變化改變電動汽車充/放電功率,參與調(diào)節(jié)微電網(wǎng)頻率,提高調(diào)頻特性或降低對微電網(wǎng)固定調(diào)頻資源的需求。調(diào)頻控制模塊分為兩個環(huán)節(jié):一次調(diào)頻和二次調(diào)頻。一次調(diào)頻針對變化周期短、幅度小的頻率變化進行調(diào)節(jié);二次調(diào)頻針對周期較長、幅度較大的頻率變化進行調(diào)節(jié)。

4.1 一次調(diào)頻環(huán)節(jié)

一次調(diào)頻采用下垂控制實現(xiàn),與傳統(tǒng)下垂控制不同的是,一方面需要防止輕微頻率波動下電動汽車充/放電功率頻繁波動對電池壽命及健康狀態(tài)的影響;另一方面,受電動汽車用戶出行需求、電池壽命及充放電機本身功率限制,其充放電功率存在上下限值?？紤]到以上兩個因素,本文在一次調(diào)頻控制中設(shè)置頻率調(diào)節(jié)死區(qū)和功率上下限,圖3所示為考慮調(diào)節(jié)死區(qū)和功率限值的電動汽車靜態(tài)頻率特性[6]。

圖3 電動汽車充電頻率下垂特性Fig.3 Droop characteristic of charge frequency for electric vehicle

圖中:fdeath為死區(qū)值;P為充/放電功率,P>0表示充電,P<0表示放電;Pmax和Pmin分別為充/放電功率上、下限,由充電機本身功率限制、用戶出行需求和電池壽命共同決定[6],其表達式分別為:

(9)

(10)

ΔS1=100%-St

(11)

ΔS2=Smin,t+Δt-St

(12)

式中:Pchar,max為充電機本身允許的最大充電功率;ηchar為電池充電效率;Cev為電池容量;Δt為控制周期,其值由人為決定;St為當(dāng)前時刻t的剩余電量;ΔS1為Δt時段內(nèi)電動汽車可以增加的最大荷電狀態(tài)(SOC)值;Pdischar,max為充電機本身允許的最大放電功率,且Pdischar,max>0;ηdischar為電池放電效率;ΔS2為t+Δt時刻所允許的最小電量Smin,t+Δt與當(dāng)前時刻電量St的差,Smin,t+Δt考慮電池壽命和用戶出行需求計算得到,文獻[6]有詳細介紹,此處受篇幅限制不再贅述。ΔS2>0表示當(dāng)前電池SOC沒有達到t+Δt時刻允許的最小電量,此時不允許電池放電,Pmin>0,Pmin表示允許最小充電功率;ΔS2<0表示當(dāng)前電池SOC已經(jīng)達到t+Δt時刻允許的最小電量,此時允許電池放電,Pmin<0,|Pmin|表示允許最大放電功率。

附錄A圖A3為一次調(diào)頻控制環(huán)節(jié)的實現(xiàn)原理,其中Kpf為下垂系數(shù),定義為:

(13)

當(dāng)頻率處于死區(qū)[fn-fdeath,fn+fdeath]時,一次調(diào)頻環(huán)節(jié)不發(fā)揮作用;當(dāng)電網(wǎng)頻率變化超出死區(qū)時,輸出一次調(diào)頻功率指令ΔP1。

4.2 二次調(diào)頻環(huán)節(jié)

傳統(tǒng)電力系統(tǒng)二次調(diào)頻在各機組調(diào)速器一次調(diào)頻的基礎(chǔ)上通過調(diào)頻機組(電廠)對頻率進行進一步調(diào)整。通過調(diào)頻器增加或減少調(diào)頻發(fā)電機組的輸出功率,平移其靜態(tài)頻率特性,控制電網(wǎng)頻率在額定值。借鑒上述思路,設(shè)計電動汽車充電控制策略中的二次調(diào)頻環(huán)節(jié)。與傳統(tǒng)發(fā)電機不同,電動汽車是一種既可以充電也可以放電的特殊負荷/電源,以負荷和分布式備用電源兩種形式存在于系統(tǒng)中。本文提出的改進二次調(diào)頻采用兩級控制的思想:微電網(wǎng)中分布式電源參數(shù)可獲得,第1級控制利用這些獲得的參數(shù)計算“功率修正量”ΔP2,快速補償系統(tǒng)功率缺額;由于第1級控制為開環(huán)控制,無法做到無差調(diào)節(jié),因此設(shè)置第2級積分控制,消除第1級控制后的微小頻率偏差。這樣通過兩級控制,一方面可以使得電動汽車快速響應(yīng)頻率偏差,另一方面可以減小和消除穩(wěn)態(tài)頻率偏差。

根據(jù)文獻[18]可知,常規(guī)負荷的靜態(tài)頻率特性可用上垂斜線表示,由圖3所示的電動汽車靜態(tài)頻率特性和常規(guī)負荷的靜態(tài)頻率特性疊加得到考慮電動汽車接入的微電網(wǎng)靜態(tài)頻率特性,如圖4所示。圖中:PL1,PL2,PL3表示包含電動汽車的綜合負荷靜態(tài)頻率特性;PG1和PG2表示微電網(wǎng)中電源的靜態(tài)頻率特性。曲線PL1,PL2,PL3由額定頻率fn向兩邊延伸,斜率先變大后變小,這是由于當(dāng)系統(tǒng)頻率處于死區(qū)內(nèi)時,電動汽車不表現(xiàn)下垂特性,且當(dāng)電動汽車功率達到限值時,其充/放電功率維持在限值,電動汽車一次調(diào)頻不再發(fā)揮作用。以KG表示電源的頻率調(diào)節(jié)系數(shù),KL表示常規(guī)負荷頻率調(diào)節(jié)系數(shù),則圖中曲線AD段斜率為KL,BD段斜率為Kpf+KL,BC段斜率為-KG。

圖4 有電動汽車接入的微電網(wǎng)靜態(tài)頻率特性Fig.4 Static frequency characteristic of microgrid with electric vehicles

當(dāng)發(fā)電功率突增/降或者沖擊性、間歇性負荷突增/降造成微電網(wǎng)頻率大幅度變化且超出頻率允許波動范圍[fmin,fmax]時,改變電動汽車充/放電功率參考值,平移負荷靜態(tài)頻率特性曲線,將微電網(wǎng)頻率控制在允許的誤差范圍內(nèi)。圖4中,假設(shè)微電網(wǎng)最初穩(wěn)定運行在A點,某一時刻發(fā)電功率突降ΔPG0,發(fā)電頻率特性曲線由PG1降到PG2,電源運行點由A點變?yōu)镋點,此時微電網(wǎng)中發(fā)電量不能滿足負荷需求,頻率將下降。在頻率下降的同時,微電網(wǎng)中電源發(fā)電功率因它的一次調(diào)頻特性而增大,從圖中運行點E沿電源頻率特性PG2向上移動;傳統(tǒng)負荷功率將因本身的調(diào)節(jié)效應(yīng)而減小,電動汽車充電功率將在一次調(diào)頻的作用下也減小,因此微電網(wǎng)中計及電動汽車的負荷減小,減小的趨勢為由圖4中A點沿負荷頻率特性PL1向下轉(zhuǎn)移?？芍狟點為新的穩(wěn)定工作點,對應(yīng)的頻率f超出允許范圍。如果在下垂調(diào)節(jié)基礎(chǔ)上進一步考慮基于平移負荷頻率特性的二次調(diào)頻作用,假設(shè)f′作為二次調(diào)頻后最終運行頻率,則充/放電功率參考值Pset減小ΔP2,負荷靜態(tài)頻率特性由PL1平移到PL2,最終的穩(wěn)定運行點由B點移動至C點。

一般選擇f′=fn,由圖4可知ΔP2為:

ΔP2=Kpf(fn-fdeath-f)+(KG+KL)(fn-f)

(14)

為計算方便,計算ΔP2時一般不考慮常規(guī)負荷頻率響應(yīng)特性,即取KL為0,則式(14)可以表示為:

ΔP2=Kpf(fn-fdeath-f)+KG(fn-f)

(15)

通過ΔP2可以快速補償微電網(wǎng)功率缺額,但是在ΔP2計算過程中假設(shè)傳統(tǒng)負荷頻率調(diào)節(jié)系數(shù)KL為0,二次調(diào)頻結(jié)果必然存在偏差。為了將頻率準確控制在fn,除了上述的開環(huán)控制外,再增加一級閉環(huán)控制:將fn與實際測量頻率f作差,經(jīng)過系數(shù)為1/Ti的積分環(huán)節(jié)得到ΔP2′,對ΔP2進行微調(diào),可以在快速補償功率缺額的基礎(chǔ)上減小和消除穩(wěn)態(tài)頻率偏差。附錄A圖A4所示為改進的二次調(diào)頻控制環(huán)節(jié),此時充/放電功率參考值Pset′為:

Pset′=Pset-ΔP2-ΔP2′

(16)

輔助調(diào)頻控制模塊的輸出由一次調(diào)頻和二次調(diào)頻環(huán)節(jié)輸出相加得到,判斷該模塊輸出Pset′+ΔP1是否超出電動汽車充放電功率上下限,將Pset′+ΔP1分別與圖3中充/放電功率上、下限Pmax和Pmin進行比較,得出最終充/放電功率參考值P*為:

(17)

4.3 調(diào)頻效果分析

下面對調(diào)頻控制模塊的控制效果進行分析。為了簡化分析,忽略一次調(diào)頻控制中的死區(qū),即令fdeath=0,且假設(shè)電動汽車備用容量足夠,此時計及電動汽車的負荷頻率調(diào)節(jié)系數(shù)為Kpf+KL,不計二次調(diào)頻環(huán)節(jié),可得微電網(wǎng)的頻率調(diào)節(jié)系數(shù)為:

Ks1=KG+(Kpf+KL)

(18)

計及電動汽車二次調(diào)頻環(huán)節(jié),由微電網(wǎng)頻率調(diào)節(jié)系數(shù)的意義[18]可以得到微電網(wǎng)頻率f滿足:

ΔPG0-(ΔP2+ΔP2′)=

(19)

將式(14)代入式(19)可以得到:

(20)

類似可以得到傳統(tǒng)單獨積分控制下頻率偏差為:

(21)

由式(20)和式(21)可知,當(dāng)t→∞,s→0時,f=fn?？梢?采用本文提出的調(diào)頻控制和傳統(tǒng)單積分控制都可以實現(xiàn)微電網(wǎng)頻率的無差調(diào)節(jié)。但是由于本文二次調(diào)頻控制采用了兩級調(diào)整的作用,式(20)右側(cè)分式的分母非積分項為式(21)的兩倍,可以使得電動汽車快速響應(yīng)頻率偏差,減小頻率的動態(tài)偏差。

5 DC/DC變換器功率控制模塊

6 算例驗證

6.1 算例系統(tǒng)

基于MATLAB/Simulink仿真平臺,搭建了附錄A圖A1所示的微電網(wǎng)模型,其中光伏系統(tǒng)(G1)和風(fēng)電系統(tǒng)(G2)采用最大功率追蹤控制,為研究方便,此處假設(shè)其發(fā)電功率恒定,儲能系統(tǒng)(G3)和燃氣機(G4)為可控電源,采用傳統(tǒng)下垂控制參與微電網(wǎng)的電能質(zhì)量調(diào)節(jié),下垂系數(shù)已知。由一個等值充電機表示充電站,經(jīng)過交流母線接入微電網(wǎng),其電路采用圖1所示拓撲,采用磷酸鐵鋰電池作為電動汽車動力電池,設(shè)置動力電池最大充電功率為15 kW,最大放電功率為10 kW,電池額定端電壓為300 V,額定容量為200 Ah,初始SOC的百分比為60%。微電網(wǎng)仿真參數(shù)和充電機及其控制參數(shù)見附錄B表B1和表B2。

6.2 并網(wǎng)運行仿真

當(dāng)微電網(wǎng)并網(wǎng)運行時其電壓和頻率由大電網(wǎng)決定,對電動汽車正常接入后的充電情況進行仿真,驗證充電控制策略下慣量、阻尼的作用。仿真工況如下:t=0.5 s時,設(shè)置電動汽車充電參考功率為5 kW;t=1.5 s時,設(shè)置電動汽車充電功率為10 kW;在t=3 s時,結(jié)束仿真。

附錄A圖A6(a)為電動汽車充電功率及其參考值,可知動力電池充電功率實時跟蹤功率參考值,附錄A圖A6(b)為動力電池剩余電量,從0.5 s開始增長,1.5 s增速變大。附錄A圖A6(c)給出從交流母線流入充電機前級AC/DC變換器的有功功率,0.5 s時充電功率變?yōu)? kW,在虛擬慣量、阻尼的作用下,微電網(wǎng)流入變換器的功率經(jīng)過一個0.5 s的動態(tài)過程達到穩(wěn)定,1.5 s時充電功率的變化情況與之類似。

由附錄A圖A6及上述分析可知,在微電網(wǎng)并網(wǎng)運行時,電動汽車充電功率可以實時跟蹤其參考值,同時由于虛擬慣量和阻尼的存在,AC/DC變換器功率變化的動態(tài)過程中具有了慣性,克服了傳統(tǒng)電力變換器慣性和阻尼不足的問題,可以改善大規(guī)模電動汽車和分布式電源并網(wǎng)運行的特性,降低對電網(wǎng)的功率沖擊。

6.3 獨立運行仿真

當(dāng)微電網(wǎng)獨立運行時,需要依靠內(nèi)部的分布式電源提供穩(wěn)定可靠的電能來滿足負荷用電需求,其電壓和頻率通過可控電源控制在正常范圍內(nèi)。在本文提出的充電控制策略下,電動汽車可以為微電網(wǎng)提供慣量支撐,參與電壓和頻率調(diào)節(jié),提高微電網(wǎng)穩(wěn)定性,下面分別進行驗證。

6.3.1虛擬慣量、阻尼作用驗證

附錄A圖A7所示為微電網(wǎng)獨立運行模式下電動汽車充電過程中微電網(wǎng)頻率的仿真結(jié)果,仿真工況如下:起始電動汽車充電功率為5 kW;t=1 s時充電功率變?yōu)? kW;t=2 s時,加入微電網(wǎng)中常規(guī)負荷Load4。附錄A圖A7中紅線為采用本文提出的充電控制策略(Kd=10)的仿真結(jié)果;綠線為采用本文控制策略,但是減小虛擬阻尼(Kd=4)的仿真結(jié)果;藍線為采用傳統(tǒng)功率跟蹤控制策略的仿真結(jié)果,仿真中電動汽車不參與微電網(wǎng)頻率/電壓調(diào)節(jié)。

由附錄A圖A7(a)可知:充電功率變化相同時,本文控制策略下微電網(wǎng)頻率緩慢降低到49.94 Hz,響應(yīng)時間約為0.4 s;減小虛擬阻尼時頻率經(jīng)過一個周期約為0.4 s的減幅振蕩過程穩(wěn)定到49.94 Hz,呈現(xiàn)出欠阻尼特性;傳統(tǒng)功率跟蹤控制下,微電網(wǎng)頻率突降為49.94 Hz,響應(yīng)時間約為0.1 s,且穩(wěn)定過程中產(chǎn)生一個向下的尖峰,頻率波動約為0.04 Hz,并呈現(xiàn)出欠阻尼特性。由附錄A圖A7(b)可知:當(dāng)微電網(wǎng)中常規(guī)負荷突變時,微電網(wǎng)頻率突變,在本文提出的控制策略下頻率動態(tài)過程中頻率最小值為49.84 Hz,且頻率很快回升到49.9 Hz,再經(jīng)過0.4 s左右的時間穩(wěn)定到49.87 Hz;減小阻尼作用時頻率回升到49.9 Hz,之后經(jīng)過一個周期約為0.4 s的減幅振蕩過程穩(wěn)定到49.87 Hz;在傳統(tǒng)功率跟蹤控制下,頻率動態(tài)過程中的頻率最小值為49.825 Hz,頻率動態(tài)偏差較大。

由附錄A圖A7和上述分析可知,虛擬慣量可以延遲微電網(wǎng)頻率變化的速度,抑制頻率的快速變化,而虛擬阻尼可以抑制頻率振蕩。本文提出的控制策略可以有效地緩解電動汽車充電功率和微電網(wǎng)中其他負荷功率突變對微電網(wǎng)造成的沖擊,為其提供慣量支撐,提高微電網(wǎng)的動態(tài)穩(wěn)定性。同時,上述結(jié)論與文獻[19]中在環(huán)實驗結(jié)論相吻合,證明了本文控制策略的正確性。

6.3.2調(diào)壓作用驗證

電動汽車調(diào)壓仿真結(jié)果如附錄A圖A8所示,圖A8(a)和圖A8(b)分別為仿真過程中AC/DC變換器輸出到微電網(wǎng)的無功功率和其交流側(cè)端電壓參考值Vn與端電壓V的誤差。仿真工況如下:電動汽車以5 kW功率充電,1.5 s時引入電壓下垂控制。可以看出,在下垂控制作用下,流入AC/DC變換器的無功功率由零變?yōu)?.3 kvar,同時Vn-V變小。說明本文提出的充電控制策略下電動汽車具有參與微電網(wǎng)調(diào)壓的能力。

6.3.3調(diào)頻作用驗證

下面分別對電動汽車參與獨立模式下微電網(wǎng)一次、二次調(diào)頻進行仿真驗證。

1)一次調(diào)頻驗證

為了說明圖3中調(diào)頻死區(qū)和電動汽車充/放電功率限值的作用,設(shè)置兩種電動汽車EV1和EV2的調(diào)頻參數(shù)分別如附錄B表B3所示。設(shè)置三種情況進行對比:①EV1參與一次調(diào)頻;②EV2參與一次調(diào)頻;③電動汽車不參與一次調(diào)頻。

仿真工況如下:1 s之前電動汽車充電功率為5 kW;t=1 s時,加入小負載Load6;t=2 s時,加入負載Load5。

仿真結(jié)果如附錄A圖A9所示。由圖A9可知,電動汽車不參與調(diào)頻時,其充電功率始終不變,微電網(wǎng)頻率只由分布式電源調(diào)節(jié),且頻率偏差較有電動汽車參與調(diào)頻時大很多。下面主要分析EV1和EV2參與一次調(diào)頻時充電功率和微電網(wǎng)頻率的變化。當(dāng)小負荷Load6加入后頻率產(chǎn)生微小偏差,由于死區(qū)的作用,EV1充電功率不變,而EV2死區(qū)為0,其充電功率隨著頻率的變化而變化。由附錄A圖A9(b)可知:1～2 s時,EV1參與調(diào)頻時的微電網(wǎng)頻率偏差大于EV2參與時的頻率偏差;2 s時負載Load5的加入使得系統(tǒng)頻率波動超過死區(qū)0.02 Hz,EV1和EV2均參與一次調(diào)頻,充電功率降低。由于EV1充電功率的下限為2.5 kW,其充電功率在達到2.5 kW后保持不變;EV2充放電功率范圍較寬,其充電功率在一次調(diào)頻控制下穩(wěn)定在2 kW。2 s之后,EV1參與調(diào)頻時的微電網(wǎng)頻率偏差比EV1參與時的頻率偏差大。

由上述分析可知,一次調(diào)頻控制可以有效地減小微電網(wǎng)頻率偏差,且當(dāng)微電網(wǎng)中有類似于Load6的隨機小負荷波動時,調(diào)頻死區(qū)的存在可以有效防止電動汽車充電功率頻繁波動,同時設(shè)置功率上下限可以將電動汽車充/放電功率限制在合理范圍內(nèi)。

2)二次調(diào)頻驗證

采用附錄B表B3中的EV2參數(shù),設(shè)置頻率允許波動范圍[fmin,fmax]=[49.95,50.05]Hz。仿真工況如下:1.5 s之前充電功率為5 kW;t=1.5 s時,加入負載Load4至Load6。

為了說明本文二次調(diào)頻環(huán)節(jié)的調(diào)節(jié)作用,此處針對兩種二次調(diào)頻方案進行對比仿真。

附錄A圖A10為仿真結(jié)果,其中圖A10(a)和圖A10(b)分別為電動汽車充/放電功率和微電網(wǎng)頻率,可見1.5 s之前電動汽車充電功率穩(wěn)定在5 kW;t=1.5 s時微電網(wǎng)中加入負載Load4至Load6后,由于負荷變化造成微電網(wǎng)頻率下降,且超出頻率波動允許范圍,二次調(diào)頻環(huán)節(jié)動作。由附錄A圖A10(a)和圖A10(b)可知,在本文控制策略下,由于二次調(diào)頻的兩級控制中的第1級控制快速計算“功率修正量”ΔP2,并改變電動汽車充放電功率參考值,電動汽車充電功率迅速下降,由充電狀態(tài)變?yōu)榉烹姞顟B(tài),并最終以2.5 kW左右的放電功率穩(wěn)定運行;附錄A圖A10(b)中微電網(wǎng)頻率經(jīng)過0.5 s左右的時間恢復(fù)穩(wěn)定,并維持在50 Hz,且穩(wěn)定過程中頻率偏差最大為0.06 Hz。在傳統(tǒng)的積分控制策略下,電動汽車充電功率經(jīng)過一個小幅度波動后緩慢下降,并由充電狀態(tài)變?yōu)榉烹姞顟B(tài),在2 s左右達到放電最大值,并最終以2.5 kW左右的功率放電運行;對應(yīng)的微電網(wǎng)頻率經(jīng)過1.2 s左右的時間穩(wěn)定恢復(fù)到50 Hz,且穩(wěn)定過程中頻率偏差最大為0.17 Hz。

上述仿真結(jié)果與4.3節(jié)中分析結(jié)果一致,由于二次調(diào)頻控制環(huán)節(jié)中兩級控制的作用,電動汽車快速參與微電網(wǎng)調(diào)頻,并實現(xiàn)無差控制。相比于傳統(tǒng)積分調(diào)頻控制策略,微電網(wǎng)動態(tài)頻率偏差更小,頻率恢復(fù)穩(wěn)定的動態(tài)過程時間短,調(diào)頻效果更佳。

實際微電網(wǎng)獨立運行時由可控電源與電動汽車共同參與二次調(diào)頻,此處通過算例對比分析電動汽車與可控電源共同參與微電網(wǎng)二次調(diào)頻的情況:電動汽車采用本文提出的二次調(diào)頻策略、電動汽車采用積分控制參與二次調(diào)頻和電動汽車不參與二次調(diào)頻三種工況。t=1.5 s時加入負載Load4至Load6,在上述三種控制工況下對可控電源出力增量、電動汽車充放電功率和微電網(wǎng)頻率進行比較,仿真結(jié)果見附錄A圖A11。

由附錄A圖A11可知,電動汽車不參與調(diào)頻時微電網(wǎng)功率缺額全部由可控電源補償,電動汽車充電功率經(jīng)過動態(tài)波動恢復(fù)到初始值;電動汽車通過改變充放電功率,與可控電源共同參與二次調(diào)頻時,微電網(wǎng)功率缺額由電動汽車和可控電源共同補償,此時可控電源出力和動態(tài)頻率偏差減小。與傳統(tǒng)的單積分二次調(diào)頻方式相比,電動汽車采用本文提出的二次調(diào)頻策略時,微電網(wǎng)可控電源出力及動態(tài)頻率偏差更小。可見,在與可控電源共同參與二次調(diào)頻時,本文提出的二次調(diào)頻控制策略可以進一步降低對微電網(wǎng)可控電源容量的要求,減少微電網(wǎng)可控電源投資成本,同時減小動態(tài)頻率偏差。

7 結(jié)語

電動汽車作為一種移動的儲能設(shè)備,在接入微電網(wǎng)后可為其在獨立運行模式下提供調(diào)頻備用容量,減少對微電網(wǎng)調(diào)頻資源的需求,帶來明顯的經(jīng)濟效益。通過采用VSM控制技術(shù),變換器具有與同步電機相似的運行特性,能夠自主參與微電網(wǎng)的頻率和電壓調(diào)節(jié)。本文基于VSM技術(shù),設(shè)計了具有慣量/阻尼模擬、電壓支撐和輔助頻率調(diào)整的電動汽車充電控制策略,并通過仿真算例進行了驗證。本文提出的控制策略的特點可總結(jié)如下。

1)所提充/放電控制策略基于兩級雙向充放電機,能夠在滿足用戶充電需求的同時,參與微電網(wǎng)調(diào)頻、調(diào)壓服務(wù),節(jié)約微電網(wǎng)建設(shè)成本,實現(xiàn)微電網(wǎng)的一次調(diào)頻和二次調(diào)頻。

2)雙向充/放電機中AC/DC變換器采用VSM控制技術(shù),引入了虛擬慣量、阻尼及勵磁特性模擬,不但起到了電網(wǎng)和電動汽車之間的柔性緩沖作用,為微電網(wǎng)提供了慣量支撐,而且還可以提供無功電壓調(diào)節(jié)功能。

3)本文重點研究針對微電網(wǎng)獨立運行模式的電動汽車輔助調(diào)頻控制算法。在一次調(diào)頻部分,加入了限制頻繁充放電的死區(qū)環(huán)節(jié)及電動汽車充放電功率限制環(huán)節(jié);在二次調(diào)頻部分,提出了改進的二次調(diào)頻控制方法:首先計算“功率修正量”ΔP2,然后再根據(jù)實時微電網(wǎng)頻率通過一個積分環(huán)節(jié)進行微調(diào)。仿真表明,相比于傳統(tǒng)調(diào)頻方法,該方法調(diào)節(jié)時間短,超調(diào)量小,動態(tài)性能好。

4)本文提出的控制策略只適用于獨立運行模式下的微電網(wǎng)調(diào)頻,應(yīng)用范圍有限。隨著電動汽車數(shù)量的不斷增加,有必要對大規(guī)模電動汽車參與大電網(wǎng)頻率調(diào)節(jié)的控制策略進行研究。下一步工作將在本文工作的基礎(chǔ)上研究大規(guī)模電動汽車接入后參與大電網(wǎng)調(diào)頻的控制策略。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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劉其輝(1974—),男,博士,副教授,主要研究方向:新能源發(fā)電與并網(wǎng)控制。E-mail： liuqihuifei@163.com

逯勝建(1992—),男,通信作者,碩士研究生,主要研究方向:新能源發(fā)電與并網(wǎng)控制。E-mail: 446779441@qq.com