一種低抖動(dòng)快鎖定的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路設(shè)計(jì)

胡騰飛，方　毅，黃　魯

(1. 中國科學(xué)技術(shù)大學(xué) 電子科學(xué)與技術(shù)系，安徽 合肥 230027；2. 中國科學(xué)技術(shù)大學(xué) 信息科學(xué)技術(shù)實(shí)驗(yàn)中心，安徽 合肥 230027)

0　引言

時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路(CDR)廣泛應(yīng)用于各類串行通信中，如微波通信[1]、光纖通信[2]、以太網(wǎng)等。時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路主要通過調(diào)整時(shí)鐘與數(shù)據(jù)的相對相位關(guān)系，從帶有噪聲的信號中恢復(fù)出“干凈”的時(shí)鐘與信號，通常要求電路具有恢復(fù)數(shù)據(jù)抖動(dòng)小、鎖定時(shí)間短、抖動(dòng)尖峰低等性能。

基于鎖相環(huán)與延遲鎖相環(huán)混合技術(shù)[3]的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路相對于傳統(tǒng)基于二階鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)的電路，可以有效解決抖動(dòng)抑制與鎖定時(shí)間之間的矛盾，實(shí)現(xiàn)零抖動(dòng)尖峰。它利用延遲鎖相環(huán)(DLL)調(diào)節(jié)輸入數(shù)據(jù)相位實(shí)現(xiàn)快速鎖定；通過鎖相環(huán)(PLL)實(shí)現(xiàn)小的傳輸帶寬，降低恢復(fù)時(shí)鐘與數(shù)據(jù)的抖動(dòng)；并且閉環(huán)傳輸函數(shù)無零點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)零抖動(dòng)尖峰。

1　時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路的整體結(jié)構(gòu)

基于傳統(tǒng)二階鎖相環(huán)技術(shù)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路的結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由鑒相器(PD)、電荷泵(CP)、低通濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)四個(gè)模塊組成。鑒相器識別出數(shù)據(jù)與時(shí)鐘的相位差，電荷泵將其轉(zhuǎn)化為充放電時(shí)間差，環(huán)路濾波器生成VCO控制電壓，調(diào)節(jié)壓控振蕩器的輸出頻率，以使時(shí)鐘的邊沿對準(zhǔn)數(shù)據(jù)的中心。

圖1　基于二階鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)電路

通過分析其小信號模型，可以得出其抖動(dòng)傳輸函數(shù)：

(1)

其中KD是鑒相器與電荷泵的增益，Kvco是壓控振蕩器的增益。

根據(jù)式(1)容易知道它有一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)極點(diǎn)，零點(diǎn)與低頻主極點(diǎn)位置接近，兩者影響相互抵消，因此抖動(dòng)傳輸帶寬實(shí)際上由高頻極點(diǎn)確定。由于抑制數(shù)據(jù)抖動(dòng)需要小的抖動(dòng)傳輸帶寬，而快速鎖定需要大的抖動(dòng)傳輸帶寬，因此兩者相互沖突。此外，零點(diǎn)先于低頻極點(diǎn)出現(xiàn)，于是該頻段處的增益會(huì)大于1，出現(xiàn)抖動(dòng)尖峰[4]，此頻段處數(shù)據(jù)抖動(dòng)被放大以致影響系統(tǒng)性能。

基于鎖相環(huán)與延遲鎖相環(huán)(D/PLL)混合技術(shù)的數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，它由兩個(gè)環(huán)路構(gòu)成：壓控延時(shí)線(VCDL)、鑒相器(PD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LPF)組成延遲鎖相環(huán)(DLL)環(huán)路；壓控振蕩器(VCO)、鑒相器(PD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LPF)組成鎖相環(huán)(PLL)環(huán)路。當(dāng)數(shù)據(jù)領(lǐng)先于時(shí)鐘時(shí)，系統(tǒng)提高壓控振蕩器的頻率并增加壓控延遲鏈的延遲，前者加快時(shí)鐘的相位，后者延遲數(shù)據(jù)的相位，最終消除兩者的相位差。

圖2　基于延遲鎖相環(huán)與鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路

通過分析其小信號模型，可以得出其抖動(dòng)傳輸函數(shù)：

(2)

其中KD是鑒相器與電荷泵的增益，Kvcdl是壓控延遲線增益，Kvco是壓控振蕩器增益。

根據(jù)式(2)，它有兩個(gè)極點(diǎn)而沒有零點(diǎn)，當(dāng)ωp1<<ωp2時(shí)，可以推導(dǎo)出兩個(gè)極點(diǎn)分別為：

(3)

其中ωp1為低頻主極點(diǎn)，ωp2為高頻次極點(diǎn)。

由于沒有零點(diǎn)的影響，式(2)的閉環(huán)傳輸函數(shù)的抖動(dòng)傳輸帶寬由主極點(diǎn)ωp1決定，鎖定速度則與次極點(diǎn)ωp2有關(guān)。明顯看出，可以單獨(dú)設(shè)置2個(gè)極點(diǎn)，分別改變傳輸帶寬和鎖定時(shí)間。倘若式(1)和式(2)具有相同的極點(diǎn)分布，則式(2)電路有更低的輸出抖動(dòng)，且無抖動(dòng)尖峰。根據(jù)式(3)，通過增大DLL中壓控延遲線的增益Kvcdl，降低PLL中壓控振蕩器的增益Kvco，可以減小ωp1并增大ωp2，于是數(shù)據(jù)的輸出抖動(dòng)得以減小，而鎖定速度得以加快。

總之，相對于傳統(tǒng)的二階鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，基于鎖相環(huán)與延遲鎖相環(huán)復(fù)合技術(shù)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路，通過分別設(shè)計(jì)兩個(gè)極點(diǎn)的方法，很好地平衡了鎖定速度與輸出抖動(dòng)的折中關(guān)系，增加了設(shè)計(jì)的自由度。這樣就有效解決了傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中抖動(dòng)抑制與鎖定時(shí)間矛盾的問題。

2　主要模塊設(shè)計(jì)

2.1　鑒相器

鑒相器的主要功能是將時(shí)鐘跳邊沿調(diào)整到最佳采樣點(diǎn)處，由于偽隨機(jī)數(shù)據(jù)(PRBS)會(huì)出現(xiàn)連續(xù)的0或1，不適用鑒頻鑒相器，因此本文采用了改進(jìn)的Hogge鑒相器[3]，如圖3所示。它同時(shí)利用時(shí)鐘信號高、低電平的寬度，而不僅僅是利用單個(gè)電平寬度(高電平或低電平)，來減小時(shí)鐘占空比對輸出的影響；此外，對于改進(jìn)的Hogge鑒相器，數(shù)據(jù)即使長時(shí)間沒有跳變，恢復(fù)好的時(shí)鐘也不會(huì)滑離最佳采樣點(diǎn)，比普通的Hogge鑒相器具有更好的噪聲性能。

圖3　Hogge鑒相器

當(dāng)電路鎖定時(shí)，Hogge鑒相器的各信號時(shí)序波形如圖4所示，其中Vout是環(huán)路濾波器上的控制電壓。從圖中可以看到，采樣過程中環(huán)路濾波器凈積累電荷為零，所以Vout保持穩(wěn)定。

圖4　Hogge鑒相器各信號時(shí)序波形圖

2.2　壓控振蕩器

壓控振蕩器用于產(chǎn)生時(shí)鐘，它的相位噪聲性能直接影響恢復(fù)出來的時(shí)鐘性能。本文采用了3級延遲單元構(gòu)成壓控振蕩器。

圖5　壓控振蕩器的延遲單元

壓控延時(shí)單元采用對稱負(fù)載結(jié)構(gòu)[5]，如圖5所示，它包括兩組對稱負(fù)載M1～M4、差分輸入對管M5和M6、偏置電流源M7。通過調(diào)節(jié)偏置電流和控制電壓VBP，可以改變對稱負(fù)載的等效阻抗，進(jìn)而改變延時(shí)單元的延時(shí)。

基于對稱負(fù)載結(jié)構(gòu)的延遲單元可以更好地抑制共模信號噪聲，此外，連接每個(gè)延遲單元的尾節(jié)點(diǎn)，可以減小電源噪聲的影響。VCO的相位噪聲仿真曲線如圖6所示，1 MHz處的相位噪聲約為-103 dBc/Hz。

圖6　VCO相位噪聲曲線

2.3　壓控延遲線

壓控延時(shí)線用于對輸入數(shù)據(jù)產(chǎn)生延時(shí)，通過改變控制電壓可以快速調(diào)整輸入數(shù)據(jù)的邊沿，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的快速鎖定。本文采用了30級延遲單元構(gòu)成壓控延時(shí)線，以使延時(shí)調(diào)節(jié)范圍覆蓋壓控振蕩器的調(diào)諧范圍，保證整個(gè)系統(tǒng)成功鎖定。

壓控延時(shí)單元采用的是帶對稱負(fù)載的偽差分結(jié)構(gòu)，如圖7所示，它包括一對差分管MP1與MP2、一對對稱負(fù)載管MN1-MN2與MN5-MN6、交叉耦合管MN3-MN4。其中對稱負(fù)載有助于提高單元延遲隨控制電壓變化的線性度，交叉耦合管可以加快輸出電平的翻轉(zhuǎn)速度，使數(shù)據(jù)邊沿更加陡峭。通過調(diào)節(jié)偏置電壓VBN，可以改變對稱負(fù)載阻值的大小，最終改變延遲單元的延遲時(shí)間。

圖7　壓控延遲線的延遲單元

壓控延時(shí)線的延時(shí)隨控制電壓變化的仿真圖如圖8所示，在0.4～1.2 V之間有良好的線性度。

圖8　延時(shí)與控制電壓的關(guān)系

2.4　電荷泵

電荷泵由鑒相器的輸出控制著上、下電流源的通斷，從而改變環(huán)路濾波器上的控制電壓，以調(diào)整壓控延時(shí)線的延時(shí)與壓控振蕩器的振蕩頻率，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的鎖定。本文采用了低噪聲、高匹配度的電荷泵[6]。

原理圖如圖9所示，反饋晶體管Mfp和Mfn的柵極與輸出Vout相連，當(dāng)Vout電壓上升，Mfn的導(dǎo)通電阻減小，復(fù)制到Msn的電流降低，而Mfp的導(dǎo)通電阻增大，復(fù)制到Msp的電流升高，抵消溝道調(diào)制效應(yīng)，增加了充放電電流的匹配性。電容C用來抑制由于時(shí)鐘饋通導(dǎo)致的柵極電壓抖動(dòng)，加快開關(guān)速度。Mdn和Mdp用來消除a點(diǎn)和b點(diǎn)在開關(guān)Msp和Mdp時(shí)閉合狀態(tài)的累積電荷。

圖9　電荷泵

電荷泵充放電電流的匹配曲線如圖10所示，可以看到電流在0.25～0.9 V之間匹配性良好。

圖10　上下電流源匹配曲線

3　仿真結(jié)果和比較

時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路在TSMC 0.13 μm CMOS工藝下設(shè)計(jì)，面積大約為0.15 mm2。

本文采用Cadence下的Spectre模塊對電路進(jìn)行后仿真，圖11給出了時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)系統(tǒng)鎖定時(shí)的偽隨機(jī)數(shù)據(jù)與時(shí)鐘信號的波形圖，可以看到時(shí)鐘的上升沿正好對準(zhǔn)信號的中心，電路恢復(fù)出數(shù)據(jù)與時(shí)鐘。圖12給出了輸入信號與輸出信號的眼圖對比，輸入數(shù)據(jù)與輸出數(shù)據(jù)的峰峰值抖動(dòng)分別約為374 ps與39 ps，可以看到電路有效地抑制了數(shù)據(jù)中的抖動(dòng)。

圖11　時(shí)鐘與信號鎖定圖

圖12　輸入與輸出數(shù)據(jù)抖動(dòng)眼圖

圖13給出了在時(shí)鐘的輸出抖動(dòng)一致的前提下時(shí)，基于D/PLL結(jié)構(gòu)與基于二階PLL結(jié)構(gòu)的電路鎖定時(shí)間仿真圖，鎖定時(shí)間分別為0.793 μs與1.163 μs，可以計(jì)算得到本文結(jié)構(gòu)提高了約32%。

圖13　時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路的鎖定時(shí)間

本文設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路與其他電路性能設(shè)計(jì)對比如表1所示，本設(shè)計(jì)具有較小的相對抖動(dòng)，功率與面積適中。

表1　本設(shè)計(jì)和其他設(shè)計(jì)比較

4　結(jié)論

本文基于TSMC 0.13 μm的工藝，設(shè)計(jì)了一種鎖相環(huán)與延遲鎖相環(huán)混合技術(shù)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)電路。仿真結(jié)果表明它具有適中的功耗與面積和良好的抖動(dòng)性能，相對基于傳統(tǒng)二階PLL結(jié)構(gòu)的電路提高了鎖定速度。

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