基于BCM工作模式的反激變換器設(shè)計(jì)

陳少浩　李揚(yáng)　陳鼎　張曉棟　王智

摘要：眾所周知，單端反激變換器是應(yīng)用廣泛的一種開(kāi)關(guān)電源拓?fù)湫问剑邆湓S多優(yōu)良的特點(diǎn)。變壓器的設(shè)計(jì)是電源設(shè)計(jì)過(guò)程中非常重要的組成部分。該文通過(guò)120W功率變換器的設(shè)計(jì)，可以提供一些反激變換器設(shè)計(jì)的參考方法，并通過(guò)反激變換器的一些實(shí)測(cè)波形，對(duì)其他開(kāi)關(guān)電源拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)也有一定的指導(dǎo)作用。

關(guān)鍵詞：反激變換器；開(kāi)關(guān)電源；實(shí)測(cè)波形；連續(xù)導(dǎo)通模式；斷續(xù)導(dǎo)通模式；臨界導(dǎo)通模式

中圖分類(lèi)號(hào)：TP311 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1009-3044（2017）33-0266-04

Abstract：As we all know， single-ended flyback converter is widely used as a switching power supply topology， and has many excellent characteristics. Transformer design is a very important part of the power supply design process. In this paper， through the design of 120W power converter， can provide some reference for the flyback converter design method， and through some of the measured waveform of flyback converter， the design of other switching power supply topology have a guiding role.

Key words： Flyback converter；Switching power supply；Measured waveform；Continuous conduction mode；Discontinuous conduction mode；Boundary conduction mode

反激變換器的設(shè)計(jì)方法通常有兩種——按照DCM模式設(shè)計(jì)，在輸出低壓大電流時(shí)，初級(jí)和次級(jí)的峰值電流都會(huì)很大，會(huì)增加損耗，降低效率；而按照CCM模式設(shè)計(jì)，相同的工況下，初次級(jí)峰值電流比DCM模式小得多，但變壓器的體積較大[1] 。本文提出的設(shè)計(jì)思路是，以最低輸入電壓、1/3滿載功率為臨界點(diǎn)，采用LD7575作為主控芯片，進(jìn)行設(shè)計(jì)。

1 反激變換器的工作模式

單端反激拓?fù)淙鐖D1所示。

兩個(gè)工作階段：

（1） 階段1：儲(chǔ)能階段t0～t1。Q導(dǎo)通時(shí)，該階段開(kāi)始；Q關(guān)斷時(shí)，該階段結(jié)束。Q導(dǎo)通，輸入高壓加在變壓器原邊繞組上，D反偏截止，原邊電感電流線性上升，輸出電容C放電為負(fù)載提供能量。

（2） 階段2：放能階段t1～Ts。Q關(guān)斷時(shí)，該階段開(kāi)始；Q導(dǎo)通時(shí)，該階段結(jié)束。Q關(guān)斷，由于電感的電流不能突變，產(chǎn)生反向電動(dòng)勢(shì)，D正偏導(dǎo)通，向負(fù)載傳遞能量，同時(shí)也向輸出電容充電，以補(bǔ)償開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間輸出電容向負(fù)載放電所損失的能量[2] 。

兩種工作模式：連續(xù)模式（CCM）和不連續(xù)模式（DCM）。在上面的分析中，若副邊二極管的電流在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期到來(lái)前已經(jīng)降為零，則電路工作于DCM模式；反之，若下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期到來(lái)時(shí)，副邊二極管中仍有電流流過(guò)，則電路工作于CCM模式。變壓器的電流及磁通變化如圖2所示。

2 LD7575基本特性

LD7575內(nèi)部集成了很多功能，減少了外部元件的數(shù)量和尺寸。大大方便了電源設(shè)計(jì)人員高效快捷地設(shè)計(jì)一款電源。引腳圖如圖3所示。

1 腳是設(shè)定工作頻率的引腳，2腳接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，3腳是電流檢測(cè)引腳，4腳接地，5腳是驅(qū)動(dòng)MOSFET管的PWM輸出，6腳是芯片供電引腳，7腳懸空，8腳接高壓提供啟動(dòng)電流。

LD7575的工作頻率推薦為50kHz～130 kHz，F(xiàn)sw = 65.0/RT·100 kHz。RT是頻率設(shè)定電阻，單位是kΩ。圖4為L(zhǎng)D7575的典型應(yīng)用電路圖[3]。

3 變壓器的設(shè)計(jì)

高頻變壓器的設(shè)計(jì)是難點(diǎn)和重點(diǎn)，其參數(shù)合適與否，對(duì)電源的效率、紋波、輻射等方面都有重要影響。

本文設(shè)計(jì)的反激電源，在最低輸入電壓、輸出功率為滿載輸出功率的1/3時(shí)工作于臨界模式（BCM），所謂臨界模式，就是DCM模式即將轉(zhuǎn)入CCM模式的狀態(tài)。按照這個(gè)設(shè)計(jì)方法，高壓輸入、輕載時(shí)，工作于DCM模式；低壓輸入、重載時(shí)，工作于CCM模式。因?yàn)檩敵龅蛪捍箅娏鲿r(shí)，若工作于DCM模式，原邊MOS管和副邊二極管的峰值電流都會(huì)很高。而如果工作在CCM模式，可以降低峰值電流，減少開(kāi)關(guān)損耗和二極管損耗，可明顯提高效率和可靠性[4]。

變壓器設(shè)計(jì)過(guò)程如下：

（1） 設(shè)定變換器的工作頻率，本文設(shè)置為65kHz，即LD7575的RT引腳接100kΩ的電阻到地[5]。

（2） 設(shè)定最低輸入電壓時(shí)的占空比D。CCM模式下，若Dmax>50%，會(huì)存在右半平面零點(diǎn)問(wèn)題。為了使電路工作穩(wěn)定可靠，設(shè)置最大占空比為：Dmax=50%。

（3） 計(jì)算匝比

最低輸入電壓為：[Vinmin=2×85V≈120V] （1）

此時(shí)占空比達(dá)到最大Dmax。設(shè)匝比為n，開(kāi)關(guān)周期為T(mén)s，原邊MOS管導(dǎo)通壓降為1V，副邊二極管的正向?qū)▔航禐?.7V[6]，則BCM狀態(tài)下，根據(jù)伏秒平衡原理可得：

[（Vinmin-1）×Dmax×Ts=n×（Vo+0.7）×（1-Dmax）×Ts] （2）

將式（1）代入式（2）可得匝比為：

[n=（Vinmin-1）×Dmax（Vo+0.7）×（1-Dmax）=9.37] （3）

取整，得n=9

（4） 計(jì)算BCM模式下的平均輸入電流

上面分析已經(jīng)提到，本文設(shè)計(jì)的反激變換器在最低輸入電壓、輸出功率等于滿載輸出功率的1/3時(shí)，工作于BCM模式，設(shè)變換器的效率為η=80% ，則：

[Iinavg=13PinmaxVinmin=13Pomaxη×Vinmin=13×1200.8×120≈0.42A] （4）

（5） 計(jì)算BCM模式下變壓器的初級(jí)峰值電流

[Ipk1=ΔIp1=2×IinavgDmax=2×0.420.5=1.68A] （5）

式中，[ΔIp1]為初級(jí)繞組的電流紋波。

（6） 計(jì)算變壓器初級(jí)電感量

MOS管導(dǎo)通時(shí)間的最大值為[7]：

[Tonmax=1fs×Dmax=165×103×0.5≈7.7×10-6s] （6）

初級(jí)勵(lì)磁電感為：

[Lp=Vinmin×TonmaxΔIp1=120×7.7×10-61.68=550×10-6H] （7）

（7） 選擇變壓器磁芯

本文采用面積乘積方法（AP）設(shè)計(jì)變壓器。

AP法公式為：

[AP=Pomax2×Ko×Kc×fs×Bmax×J×η] （8）

式中，AP——為Aw與Ae的乘積（m4）；

Pomax——為最大輸出功率（W）；

Bmax——磁芯最大工作磁密（T）；

fs——開(kāi)關(guān)頻率（Hz）；

Ko——窗口填充系數(shù)；

Kc——磁芯填充系數(shù)；

J——電流密度（A/m2）；

η——變換器工作效率。

本文取Ko=0.4、Kc=1、J=4×106A/m2、Bmax=0.16T，變換器的預(yù)估效率為η=80%[8]。代入各參數(shù)，可求得：

AP=4.5×10-9m4=4500mm4

選取磁芯型號(hào)為PQ2625，窗口面積Aw=84.5mm2，磁芯有效截面積Ae=120mm2，AP=84.5×120=10140mm4>4500mm4，滿足要求。

（8） 計(jì)算初次級(jí)匝數(shù)、氣隙長(zhǎng)度

初級(jí)匝數(shù)：

[Np=Vinmin×TonmaxAe×Bmax=120×7.7×10-6120×10-6×0.16=48.125] （9）

取Np=54匝

次級(jí)匝數(shù)： [ Ns=Npn=549=6]匝 （10）

因?yàn)長(zhǎng)D7575的VCC供電電壓推薦值為11～25V，所以取VCC=16V。

輔助繞組匝數(shù)：[Ncc=Vcc+0.7Vo+0.7×Ns=16+0.712+0.7×6=7.89]，取整得：Ncc=8匝

氣隙長(zhǎng)度 [lg=0.4×π×Ae×N2pLp×10-6=0.8mm] （11）

（9） 計(jì)算變壓器原副邊電流

原邊電流斜坡中值：[Ipa=Poη×Vinmin×Dmax=2.5A] （12）

原邊電流有效值：[Iprms=Ipa×Dmax=2.5×0.5=1.77A] （13）

副邊電流斜坡中值：[Isa=Io1-Dmax=101-0.5=20A] （14）

副邊電流有效值：[Isrms=Isa×1-Dmax=20×1-0.5=14.1A] （15）

（10） 計(jì)算初級(jí)、次級(jí)繞組的線徑

集膚深度：[Δ=70fs=7065×103=0.27mm]，所選漆包線的直徑不能超過(guò)2倍集膚深度。若需要大的線徑，可采用多股并繞[9]。

電流密度：[J=4A/mm2]

初級(jí)繞組線徑：[Dp=2π×IprmsJ=1.13×1.774=0.75mm] （16）

取2股線徑為0.51mm的漆包線并繞。

次級(jí)繞組線徑：[Ds=2π×IsrmsJ=1.13×14.14=2.1mm] （17）

選用0.51mm線徑的漆包線，需要[14.14÷0.5122÷π=17.3]股，取18股0.51mm線徑的漆包線并繞[10]。

輔助繞組線徑：輔助繞組電流很小，選用0.31mm線徑的漆包線。

4 原理圖設(shè)計(jì)

5 開(kāi)關(guān)電源的實(shí)驗(yàn)波形

5.1 高輸入電壓、輸出功率為滿載功率的1/3

Vin_AC=265V、Io=3A時(shí)，MOS管的Vds波形、電流波形如圖6。

從圖6波形可以看出，高輸入電壓、輸出功率為1/3滿載功率時(shí)，工作于DCM模式。圖中MOS管Vds前沿的電壓尖峰是由原邊漏感與MOS管輸出結(jié)電容振蕩產(chǎn)生的；后沿頻率較低的振蕩，是因?yàn)楦边叾O管電流下降到零時(shí)，原邊繞組電壓不再被鉗位于nVo，所以勵(lì)磁電感與MOS管輸出結(jié)電容振蕩[11]。實(shí)測(cè)效率87.2%。

5.2 低輸入電壓、輸出功率為滿載功率的1/3

Vin_AC=85V、Io=3A時(shí)，MOS管的Vds波形、電流波形如圖7。

從圖7波形可以看出，低輸入電壓、輸出功率為滿載功率的1/3時(shí)，變換器的工作模式從斷續(xù)模式即將向連續(xù)模式過(guò)渡，此時(shí)工作于臨界模式，與設(shè)計(jì)相符[12]。實(shí)測(cè)效率84.1%。

5.3 高輸入電壓、滿載輸出功率

Vin_AC=265V、Io=10A時(shí)，MOS管的Vds波形、電流波形如圖8。

從圖8波形可以看出，輸入電壓最高、輸出功率最大時(shí)，工作在CCM模式，原邊繞組在MOS管關(guān)斷期間始終被鉗位于nVo，故沒(méi)有斷續(xù)模式MOS管Vds波形圖中的下降沿處的振蕩[13]，平臺(tái)電壓為（Vin+nVo）。實(shí)測(cè)效率86.3%。

5.4 低輸入電壓、滿載輸出功率

Vin_AC=85V、Io=10A時(shí)，MOS管的Vds波形、電流波形如圖9。

從圖9波形可以看出，低輸入電壓、滿載輸出功率時(shí)，工作于CCM模式，且原邊電流波形呈梯形狀。實(shí)測(cè)效率85.8%。

6 結(jié)論

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該電路簡(jiǎn)單可靠、工作穩(wěn)定、效率高，具有較高的性價(jià)比。對(duì)負(fù)載大幅度的變化能夠方便實(shí)現(xiàn)DCM/CCM模式切換，工作于不同的模式，變壓器參數(shù)計(jì)算方法也簡(jiǎn)易可行。通過(guò)實(shí)際測(cè)量，設(shè)計(jì)的反激電源工作在不同的輸入電壓、不同的負(fù)載情況下，效率在84%～88%的范圍內(nèi)變化，這對(duì)于硬開(kāi)關(guān)方式的電源，已經(jīng)是比較高的效率了。證明本文所述1/3滿載功率BCM工作模式的設(shè)計(jì)方法對(duì)反激變換器的設(shè)計(jì)、反激電源的穩(wěn)定性、效率的提高，可達(dá)到較好的效果，具有應(yīng)用價(jià)值。

參考文獻(xiàn)：

[1] 孟建輝，劉文生.反激式變換器DCM與CCM模式的分析與比較[J].大連.大連交通大學(xué)，2010.

[2] 周潔敏，趙修科，陶思鈺.開(kāi)關(guān)電源磁性元件理論及設(shè)計(jì)[M].北京.北京航空航天大學(xué)出版社，2014.

[3] LD7575 datasheet.Lead Trend 公司[Z].2007.

[4] 張占松，蔡宣三.開(kāi)關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)：修訂版[M].北京.電子工業(yè)出版社.2004.

[5] 王國(guó)昌，崔雷.基于LD7550B的反激變換器設(shè)計(jì)[J].洛陽(yáng).中航工業(yè)洛陽(yáng)電光設(shè)備研究所，2011.

[6] 普萊斯曼.開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)[M].王志強(qiáng)，譯.北京： 電子工業(yè)出版社，2005.

[7] 艾學(xué)忠，翟玉文，楊肅.單端反激式開(kāi)關(guān)電源變壓器簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)方法[J].電子測(cè)量技術(shù)，2002（ 4）：20-21.

[8] 趙修科.開(kāi)關(guān)電源中磁性元器件[M].南京： 南京航空航天大學(xué)，2004.

[9] 麥克萊曼.變壓器與電感器設(shè)計(jì)手冊(cè)[M].龔紹文，譯.北京： 中國(guó)電力出版社，2009.

[10] Sanjaya Maniktala.精通開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)[M].王健強(qiáng)，譯. 2版.北京： 人民郵電出版社，2015.

[11] 劉琳.基于反激變換器的手機(jī)充電器的設(shè)計(jì)[J].南京.海軍駐南京地區(qū)航空軍事代表室，2011.

[12] 王勤，張杰，阮新波，等.一種新型雙輸入反激DC_DC變換器[J].南京.南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，2011.

[13] 楊志龍.RCD緩沖電路參數(shù)設(shè)計(jì)[J].西安.西安石油大學(xué)，2015.