復合斬波電路在二極管箝位型三電平逆變器中的應(yīng)用

王笑宇，李自成

(成都理工大學 工程技術(shù)學院， 四川 樂山 614000)

復合斬波電路在二極管箝位型三電平逆變器中的應(yīng)用

王笑宇，李自成

(成都理工大學 工程技術(shù)學院， 四川 樂山 614000)

在介紹二極管箝位型三電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理的基礎(chǔ)上，對三電平逆變器PWM控制方法進行分析，在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建了三電平逆變器的模型，對幾種載波PWM控制方法進行仿真并分析了仿真結(jié)果，針對存在著直流電壓利用率比較低，總諧波畸變率高和中點電位不平衡等問題，采用復合斬波電路并結(jié)合以非正弦波作為調(diào)制波的PWM控制方法對三電平逆變器控制，仿真結(jié)果驗證了所選用方法的有效性。

三電平逆變器；二極管箝位；載波層疊；復合斬波電路；中點電壓平衡；Clark變換

1 二極管箝位型三電平逆變電路結(jié)構(gòu)

在傳統(tǒng)的二電平三相橋式逆變器中，輸出的相電壓只有兩個電平狀態(tài)，該電壓波形的諧波含量高，電磁干擾比較嚴重。如果使逆變器電路的輸出相電壓有3種及3種以上的電平狀態(tài)，則既能減少開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，又能減少輸出電壓諧波含量，這種逆變電路就是多電平逆變電路[1-2]。由于電平數(shù)增加，輸出波形階梯增多，降低了輸出電壓的跳變；就可更加接近目標調(diào)制波(一般為正弦波)，在同樣的開關(guān)頻率下，多電平電路輸出的諧波分量低于兩電平電路的輸出，這在大功率逆變器應(yīng)用中尤為重要[3-4]。

二極管箝位型三電平逆變電路主電路如圖1所示，通過輔助開關(guān)管和箝位二極管的共同作用，可以使逆變電路輸出+Ud/2、-Ud/2、0三種電平的相電壓，線電壓則為五電平。與二電平電路輸出線電壓波形比較，三電平電路輸出線電壓諧波含量更小，波形更接近正弦波[5-6]。

圖1 二極管箝位型三電平逆變電路結(jié)構(gòu)

2 三電平逆變器控制方法

三電平逆變器常用的控制方法有正弦波調(diào)制PWM法、電壓空間矢量PWM調(diào)制法，其中電壓空間矢量PWM調(diào)制法的主要缺點是控制算法復雜，不利于工程實際應(yīng)用。正弦波脈寬調(diào)制法的原理是通過調(diào)制波與載波進行比較，由它們的比較結(jié)果得到對應(yīng)的開關(guān)脈沖控制信號，將直流電壓轉(zhuǎn)化成特定形狀的脈沖電壓序列。以此實現(xiàn)變壓、變頻，并能夠?qū)⒅C波有效地進行抑制[7-8]。其中常以正弦波為調(diào)制波。把多個頻率和幅值一樣的三角載波上下層疊起來，然后用調(diào)制波分別與上下層疊的各個載波相比較，以此產(chǎn)生多電平PWM脈沖。載波層疊有同相層疊、反相層疊和載波交疊的PWM控制、梯形波為調(diào)制信號的PWM控制等方法。

3 仿真實驗結(jié)果分析

用Matlab的Simulink模塊搭建仿真模型如圖2所示。其中PWM載波部分封裝在Level 3 Pwm子系統(tǒng)內(nèi)，二極管箝位型三電平逆變電路分裝在3 Level子系統(tǒng)內(nèi)。分別采用載波同相、反相、交疊和梯形波為調(diào)制信號的PWM控制方法。參數(shù)設(shè)置如下：直流源Ud=100 V，C1=C2=1 F。正弦調(diào)制波的頻率=50 Hz,調(diào)制度m的值設(shè)為0.85，三角載波頻率1 950 Hz。負載為阻感性，R=2 Ω，L=0.02 H。仿真時間設(shè)為0.6 s。因采用以上各種控制方式逆變器所輸出的線電壓均為五電平PWM波形，所以僅列出載波同相層疊控制方式的線電壓Uab波形如圖3所示。各種控制方式產(chǎn)生的線電壓Uab的頻譜分析分別如圖4～圖7所示。

圖2 三電平三相PWM逆變器仿真模型

圖3 載波同相層疊線電壓Uab波形

圖4 載波同相層疊線電壓Uab頻譜分析

圖5 載波反相層疊線電壓Uab頻譜分析

考察二極管箝位型多電平逆變器控制方法的優(yōu)劣，主要分析用該方法控制逆變器輸出的電壓(電流)波形的總諧波畸變率、直流電壓利用率及中點電位是否平衡等指標，而且這些指標要綜合考慮。把輸出的線電壓頻譜都分析到40次諧波。從圖6～圖7看出，載波交疊和梯形波為調(diào)制信號的PWM控制法，其線電壓Uab的基波電壓幅值相對較高，因而直流電壓利用率較大，但所含諧波較大，不適合用于對二極管箝位三電平逆變器的控制。對于載波反向?qū)盈B，存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較大。同相層疊法電壓的總諧波畸變率(THD)為13.01%最小，對于同相疊成法，在三相系統(tǒng)的線電壓中，其線電壓由于所用載波是同相位載波，諧波在三相系統(tǒng)中相互抵消，輸出的線電壓比反相法的波形質(zhì)量要好，更接近正弦波，因此同相層疊對于波形的控制及改善效果較好。但也存在著一些不足之處，如直流電壓的利用率比較低，沒有考慮直流側(cè)電容電壓不平衡等問題。

圖6 載波交疊線電壓Uab頻譜分析

圖7 梯形波為調(diào)制信號線電壓Uab頻譜分析

4 采用非正弦調(diào)制波和復合斬波電路的控制方案

為了解決直流電壓的利用率比較低，采用改變調(diào)制信號波的控制方法，即在正弦調(diào)制波中注入零序分量，對于一個三相系統(tǒng)，這個零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大值和最小值的平均值。這樣使正弦波成為類似馬鞍形的非正弦波，采用此非正弦波作為調(diào)制波，載波仍為等腰三角形的同相層疊PWM控制方案。以降低開關(guān)頻率，提高電壓利用率，改善輸出波形質(zhì)量。非正弦波作為調(diào)制波的PWM控制方案如圖8所示。

直流側(cè)中點電壓不平衡的原因及電容電壓調(diào)整的復合斬波電路設(shè)計

三電平逆變器處于理想工作狀態(tài)時，直流側(cè)的兩個電容C1、C2上的電壓應(yīng)保持相等，通過對上述選用幾種PWM控制方式的電容電壓檢測發(fā)現(xiàn)，每種控制方式的兩個電容電壓均不相等，中點電壓存在不平衡現(xiàn)象，其中采用載波交疊法時電壓偏差量最大。本文列出載波同相層疊法兩個電容C1、C2上的電壓波形如圖9所示。

圖8 非正弦波作為調(diào)制波的PWM控制

圖9 載波同相層疊PWM調(diào)制法Uc1與Uc2波形

從圖9可以看出Uc1在50 V以上波動，偏大，Uc2在50 V以下波動，偏小，這樣就造成中點電壓不為零。出現(xiàn)這種現(xiàn)象的原因是：當三電平逆變器采用PWM的控制方法時，由于每個橋臂有3個電平，總共可以得到33=27個空間矢量，可將這27個矢量分為四類：長矢量、中矢量、短矢量和零矢量[9-10]。其中中矢量和短矢量至少有一相輸出和零母線相連，并和正(負)母線形成電流回路，從而導致電容C1和C2的充放電，中點電壓就會偏離零電位[11]。當兩個分壓電容上的電壓不相等時，逆變器輸出的電壓波形質(zhì)量下降，甚至發(fā)生畸變，從而可能會損壞直流側(cè)電容及開關(guān)器件[12-13]。欲使該逆變器電路工作在比較理想的狀態(tài)，就需要保持兩個分壓電容上的電壓相等，實時對直流側(cè)電容電壓調(diào)整并維持電壓基本恒定非常重要[14]。所以選用由復合斬波電路對用非正弦波作為調(diào)制波的PWM控制的三電平逆變器進行電容電壓調(diào)整，其工作原理如圖10所示；其中V1、V2是為IGBT，D1、D2為續(xù)流二極管，L1、L2為儲能電感，C1、C2為直流側(cè)分壓電容，Gate Drive1、2是觸發(fā)信號發(fā)生器。為使斬波電路工作在電流連續(xù)狀態(tài)下，電路參數(shù)設(shè)置：L1=L2=1H，觸發(fā)脈沖信號頻率取為6 kHz，占空比80%。該調(diào)整電路工作原理是： 因直流電源Ud一般情況下保持不變，且Uc1+Uc2為一常數(shù)。所以Uc1增加必然會導致Uc2下降，反之Uc2下降也會使Uc1增加。

圖10 帶復合斬波調(diào)整電路的三電平逆變器

在逆變器工作中，如果Uc1gt;Uc2，經(jīng)邏輯比較器的比較輸出高電平，驅(qū)動開關(guān)管V1導通；V2關(guān)斷。此時V1、L1、C2、D1與直流電源Ud組成斬波電路開始工作。運行中電容C2處于充電狀態(tài)，電壓上升，且此時電感L1吸收電能。當電容C2充電達到一定程度后，斷開開關(guān)管V1，使得D1、L1、C2閉合形成回路。此時電感L1上儲存的電能對電容C2進行充電，從而使得電容C1、C2上的電壓逐步趨向相等。同理，當Uc1lt;Uc2時，驅(qū)動開關(guān)管V2導通，V1關(guān)斷。此時，V2、L2、C1、D2與直流電源Ud組成斬波電路工作。運行中電容C1充電，電壓上升，電感L2吸收電能。當電容C1充電達到一定程度后，斷開開關(guān)管V2，使得D2、L2、C1閉合形成電流回路。此時電感L2上儲存的電能對電容C1充電，從而使得電容C1、C2上的電壓逐步趨于相等。加入調(diào)整電路運行后電容電壓的波形如圖11所示。

從圖11可以看出，經(jīng)過調(diào)整后Uc1、Uc2均在50±0.000 2 V之間波動，兩個電容上的電壓值基本相等。在圖12中顯示采用調(diào)整電路后的線電壓Uab頻譜分析，與圖4～圖7對比看出總諧波畸變率(THD)明顯減少，線電壓Uab的基波電壓幅值比正弦調(diào)制波脈寬控制有較大增加。另外根據(jù)空間矢量變換的可逆性，空間電壓矢量U的頂點的軌跡越趨近于圓，則原三相電壓越趨近于三相對稱正弦波，三相對稱正弦電壓是理想的供電方式，也是逆變器輸出電壓的追求目標[14-15]，所以把逆變器輸出的三相相電壓經(jīng)Clark變換后，得到圖13所示的空間電壓矢量運動軌跡圖，基本上是一個圓。

圖11 帶復合斬波調(diào)整電路的非正弦調(diào)制波PWM控制三電平逆變器電容電壓波形

圖12 帶復合斬波調(diào)整電路調(diào)整的線電壓Uab頻譜分析

圖13 Clark變換后電壓矢量運動軌跡

5 結(jié)論

衡量多電平逆變器控制方法是否合理，往往是多個輸出指標綜合評價的結(jié)果，通過對本文列出的幾種控制方法輸出結(jié)果進行分析比較后，盡管載波交疊、梯形調(diào)制波PWM控制方法有較高的直流電壓利用率，但諧波含量大，所以它們不宜用于二極管箝位型拓撲結(jié)構(gòu)，適用于H橋級聯(lián)型結(jié)構(gòu)的控制，當采用正弦調(diào)制波的同相、反相層疊PWM控制時，同相層疊有較小的諧波率，輸出電壓波形較好，但直流電壓利用率相對較低，沒考慮中點電壓的不平衡問題，也不理想。所以針對上述存在的幾個問題，采用非正弦波作為調(diào)制波，并結(jié)合復合斬波電路對中點電壓平衡控制的方法。運行結(jié)果顯示各項指標都比較理想，說明此法對二極管箝位型拓撲結(jié)構(gòu)的控制效果比較好。

[1] 郭榮祥.電力電子應(yīng)用技術(shù)[M].北京：高等教育出版社,2013.

[2] 周京華.現(xiàn)代電力電子技術(shù)[M].北京：中國水利水電出版社,2013.

[3] 林渭勛.現(xiàn)代電力電子技術(shù)[M].北京： 機械工業(yè)出版社,2015.

[4] 王卓，王振和.電力電子技術(shù)[M]北京：高等教育出版社2014.

[5] 徐德鴻.電力電子系統(tǒng)建模及控制[M].北京：機械工業(yè)出版社,2013.

[6] 谷鑫，姜勃.基于三次諧波控制及脈沖波動分析的三電平SHE-PWM調(diào)制優(yōu)化策略[J].電工技術(shù)學報,2015(4):89-95.

[7] 周深淵.電力電子技術(shù)[M].3版.北京： 機械出版社,2016:200-260.

[8] 同向前.電壓源換流器在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用[M].北京：機械出版社,2012:19-70.

[9] 李華德．現(xiàn)代交流調(diào)速系統(tǒng)[M].北京：機械工業(yè)出版社,2014:145-210.

[10] 曲永印，白晶.電力電子技術(shù)[M].北京：機械工業(yè)出版社,2013:60-142.

[11] 那日沙,周凱.電力電子、電機控制系統(tǒng)的建模及仿真[M].北京：機械工業(yè)出版社,2016:50-210.

[12] 張建光.基于改進粒子群算法的逆變器諧波優(yōu)化研究[D].昆明：昆明理工大學,2016.

[13] 蘇良成,戴鵬.三電平逆變器新型簡化算法及其優(yōu)化控制[J].電氣傳動.2015(1):25-28.

[14] 張興.高等電力電子技術(shù)[M].北京：機械工業(yè)出版社,2015:35-235.

[15] 徐德鴻.現(xiàn)代電力電子學[M].北京：機械工業(yè)出版社,2013.

(責任編輯楊繼森)

CompositeChopperCircuitintheApplicationoftheDiodeClampTypeThreeLevelInverter

WANG Xiaoyu， LI Zhicheng

(Engineering Academy, Chengdu University of Science and Technology， Leshan 614000, China)

It introduced the diode clamp type three level inverter topology structure and working principle, and on the basis of analysis of three level inverter PWM control method, it set up in Matlab/Simulink environment model of three level inverter. Several carrier PWM control methods are simulated and it analyzed the simulation results, for there is a dc voltage utilization ratio which is lower, and the total harmonic distortion rate is high and neutral voltage is imbalance. With composite chopper circuit and combining with non sine wave as the modulation wave PWM control method for three level inverter control, the simulation results verify the effectiveness of the chosen method.

three level inverter; diode clamp; carrier layer; composite chopper circuit; Midpoint voltage balance; Clark transformation

2017-06-25；

2017-07-25

國家自然科學基金資助項目(11375055)

王笑宇(1969—)，男，講師，主要從事電力電子、檢測技術(shù)與自動化裝置研究。

信息科學與控制工程

10.11809/scbgxb2017.11.027

本文引用格式：王笑宇，李自成.復合斬波電路在二極管箝位型三電平逆變器中的應(yīng)用[J].兵器裝備工程學報，2017(11):124-128.

formatWANG Xiaoyu，LI Zhicheng.Composite Chopper Circuit in the Application of the Diode Clamp Type Three Level Inverter[J].Journal of Ordnance Equipment Engineering,2017(11):124-128.

TP277

A

2096-2304(2017)11-0124-05