異步衛(wèi)星協(xié)同通信系統(tǒng)中的雙采樣差分空時(shí)編碼方案

章堅(jiān)武，屠賀嘉琦

（杭州電子科技大學(xué)，浙江 杭州 310018）

異步衛(wèi)星協(xié)同通信系統(tǒng)中的雙采樣差分空時(shí)編碼方案

章堅(jiān)武，屠賀嘉琦

（杭州電子科技大學(xué)，浙江 杭州 310018）

針對(duì)雙衛(wèi)星中繼協(xié)作通信系統(tǒng)中存在非符號(hào)周期整數(shù)倍的時(shí)延差問(wèn)題，提出了一種雙采樣的差分空時(shí)正交頻分復(fù)用（D-OFDM2）方案。所提方案在衛(wèi)星信道條件未知的情況下，基于具有時(shí)延容忍的D-OFDM編碼，在接收端構(gòu)造了一種雙采樣方法。該方法在以符號(hào)速率采樣的同時(shí)，對(duì)當(dāng)前主瓣大于相鄰旁瓣的區(qū)間內(nèi)增加一次采樣，并將兩次采樣結(jié)果等增益合并。仿真結(jié)果表明，在系統(tǒng)時(shí)延差為非符號(hào)周期整數(shù)倍的情況下，該方法較單采樣方法能獲得更高的接收信噪比，同時(shí)改善了系統(tǒng)誤碼性能。

衛(wèi)星通信；異步協(xié)同通信；分布式差分空時(shí)編碼；雙采樣

1 引言

作為空地一體化系統(tǒng)[1]的重要構(gòu)成部分，衛(wèi)星通信指利用人造衛(wèi)星作為中繼站，為地面水、陸、空域中無(wú)線電通信站提供通信[2]。由于信號(hào)經(jīng)衛(wèi)星信道傳輸后會(huì)產(chǎn)生多徑衰落[3]，為此可將多顆衛(wèi)星作為相互協(xié)作的中繼節(jié)點(diǎn)，組成虛擬分布式多輸入多輸出（multiple-input multiple-output，MIMO）系統(tǒng)，以達(dá)到分集的效果來(lái)對(duì)抗多徑衰落。在低地球軌道（low earth orbit，LEO）衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中，LEO衛(wèi)星作為中繼轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)時(shí)可使用空時(shí)編碼[4,5]，其中分布式空時(shí)編碼（distributed space-time coding，DSTC）[6,7]通過(guò)各中繼相互協(xié)作對(duì)信號(hào)進(jìn)行組合、轉(zhuǎn)發(fā)處理，使信號(hào)到達(dá)接收端時(shí)能形成空時(shí)分組碼（space-time block code，STBC）的形式，從而使系統(tǒng)在不犧牲額外帶寬下得到分集增益和編碼增益。然而采用DSTC編碼時(shí)，接收端需要擁有瞬時(shí)信道狀態(tài)信息（channel-state information，CSI）以實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的相干檢測(cè)，難度較大。為此參考文獻(xiàn)[8]提出了一種差分分布式空時(shí)編碼（differential distributed space-time coding，D-DSTC）方法，使接收端在不明確 CSI時(shí)即可進(jìn)行非相干解碼。另外，由于中繼網(wǎng)絡(luò)分布式特點(diǎn)，使轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)在接收端產(chǎn)生時(shí)延差而導(dǎo)致符號(hào)間干擾（inter-symbol-interference，ISI）。參考文獻(xiàn)[9]在時(shí)域中設(shè)計(jì)了一種具備較好的時(shí)延容忍度的螺紋代數(shù)空時(shí)編碼，但其時(shí)間復(fù)雜度較大。參考文獻(xiàn)[10,11]設(shè)計(jì)了一種有限時(shí)延容忍的時(shí)域交錯(cuò)反轉(zhuǎn)碼，可在保證滿分集的情況下將解碼過(guò)程分解為多個(gè)獨(dú)立的子過(guò)程來(lái)降低解碼復(fù)雜度。參考文獻(xiàn)[12]為避免信道估計(jì)設(shè)計(jì)了一種基于擴(kuò)頻的差分空時(shí)編碼。在頻域方面，參考文獻(xiàn)[13-15]采用一種正交頻分復(fù)用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）的方法來(lái)抵抗兩中繼網(wǎng)絡(luò)中產(chǎn)生的同步誤差，該方法可在保持編碼正交的同時(shí)將時(shí)域的偏移轉(zhuǎn)為頻域的相位偏移。以上方法均針對(duì)時(shí)延差為符號(hào)周期整數(shù)倍的情況，當(dāng)考慮時(shí)延差小數(shù)部分時(shí)，接收端對(duì)異步信號(hào)采樣的位置會(huì)較其峰值發(fā)生偏移，從而使系統(tǒng)對(duì)有用信號(hào)的采樣值減小并疊加進(jìn)對(duì)旁瓣的采樣值。針對(duì)中繼網(wǎng)絡(luò)中由小數(shù)部分時(shí)延差帶來(lái)的ISI，參考文獻(xiàn)[16]對(duì)采用相干 DSTC編碼的雙向中繼網(wǎng)絡(luò)采用了一種過(guò)采樣方案，參考文獻(xiàn)[17]將其進(jìn)行擴(kuò)展，提出了一種多中繼情況下將差分DSTC與OFDM技術(shù)相結(jié)合的D-OFDM方法，但參考文獻(xiàn)[16,17]方案僅適用于瑞利衰落信道下的小范圍陸地中繼傳輸。另外參考文獻(xiàn)[18]給出了異步情況下采用差分DSTC編碼的中繼網(wǎng)絡(luò)采用放大轉(zhuǎn)發(fā)及解碼轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)的系統(tǒng)性能比較，并優(yōu)化了發(fā)射端和中繼間的功率分配。根據(jù)以上情況，本文針對(duì)衛(wèi)星協(xié)作通信下的異步問(wèn)題設(shè)計(jì)了一種適用于在衛(wèi)星衰落信道傳輸?shù)碾p采樣差分正交頻分復(fù)用（dual-sampling differential orthogonal frequency division multiplexing，D-OFDM2）方案。該方案采用具有時(shí)延容忍的 D-OFDM 編碼，并構(gòu)造了一種雙采樣方案，使接收端對(duì)信號(hào)采樣時(shí)始終能保持在當(dāng)前符號(hào)主瓣大于其他符號(hào)旁瓣的區(qū)間內(nèi)有兩個(gè)不同采樣點(diǎn)，將所得兩采樣結(jié)果進(jìn)行等增益合并后，能使系統(tǒng)的平均接收信噪比增加，進(jìn)一步減小系統(tǒng)異步帶來(lái)的影響。

2 系統(tǒng)模型

考慮由一個(gè)發(fā)射端S，兩顆中繼衛(wèi)星R1、R2及一個(gè)接收端 D組成的分布式衛(wèi)星協(xié)作通信系統(tǒng)，如圖1所示，系統(tǒng)中節(jié)點(diǎn)均為單天線結(jié)構(gòu)，傳輸模式選擇半雙工。系統(tǒng)傳輸信號(hào)分為兩個(gè)階段：第一階段，S對(duì)信號(hào)進(jìn)行D-OFDM編碼并將其廣播至R1、R2；第二階段，R1、R2分別對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼處理并采用放大轉(zhuǎn)發(fā)（amplify-and-forward，AF）協(xié)議轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)至 D。假設(shè)信號(hào)傳輸過(guò)程中收發(fā)兩端不存在直射信號(hào)，信道為服從萊斯分布的準(zhǔn)靜態(tài)信道，各信道間互不相關(guān)，且每條信道均由L路獨(dú)立的多徑組成。兩階段中的各路多徑信道系數(shù)分別由pi,l、qi,l表示，其中，i=1,2表示中繼衛(wèi)星編號(hào)，l=1,…, L。由于多徑效應(yīng)及各衛(wèi)星相對(duì)收發(fā)兩端位置的不同，造成兩路信號(hào)經(jīng)傳輸后達(dá)接收端時(shí)存在時(shí)延差υ，系統(tǒng)因此變?yōu)楫惒较到y(tǒng)。

圖1 兩中繼衛(wèi)星協(xié)同通信系統(tǒng)模型

2.1 發(fā)射端編碼

發(fā)射端對(duì)將要發(fā)送的信息進(jìn)行編碼，如圖 2所示。

其中， n= 0,… ,N ? 1，(·)?表示共軛轉(zhuǎn)置。

然后，對(duì)第k個(gè)酉空時(shí)矩陣 X [n](k)矩陣進(jìn)行差分編碼：

再將編碼后的信號(hào)進(jìn)行OFDM處理：

其中， m= 0,… ,N ?1為OFDM中的第m個(gè)子載波。

隨后，為信號(hào)添加循環(huán)前綴并進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，經(jīng)脈沖整形后，在連續(xù)的兩個(gè)OFDM時(shí)隙內(nèi)依次將廣播發(fā)送至中繼，其中，r =1,2表示當(dāng)前為第r個(gè)時(shí)隙，的第r行向量。

2.2 中繼端處理

中繼端接收到廣播信號(hào)后，對(duì)其進(jìn)行如圖 3所示的預(yù)處理。

處理后信號(hào)可表示為：

其中，P0為發(fā)射端的符號(hào)發(fā)射功率，R為中繼衛(wèi)星個(gè)數(shù)，為第一階段信道的離散沖擊響應(yīng)，為發(fā)射端到中繼引入的加性高斯白噪聲。

對(duì)處理后的信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼，見表1。

表1 中繼對(duì)信號(hào)的處理

圖2 發(fā)射端編碼過(guò)程

圖3 中繼端信號(hào)預(yù)處理過(guò)程

各中繼分別為信號(hào)添加循環(huán)前綴并進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，經(jīng)脈沖整形后在連續(xù)兩個(gè)OFDM時(shí)隙內(nèi)將信號(hào)Vi,r發(fā)送到接收端。

2.3 接收端解調(diào)

信號(hào)到達(dá)接收端后，進(jìn)行中繼端相同的預(yù)處理：

到接收端引入的加性高斯白噪聲。

然后，對(duì)處理后信號(hào)進(jìn)行OFDM解調(diào)：

隨后在信道狀態(tài)信息未知的情況下即可進(jìn)行最大似然譯碼，恢復(fù)出原始信號(hào)。

3 雙采樣改進(jìn)方案

由于分布式中繼網(wǎng)絡(luò)的特點(diǎn)造成經(jīng)不同中繼轉(zhuǎn)發(fā)的信號(hào)到達(dá)接收端會(huì)存在時(shí)延差。假設(shè)以R1轉(zhuǎn)發(fā)的信號(hào)到達(dá)接收端的時(shí)刻為準(zhǔn)，則經(jīng)R2轉(zhuǎn)發(fā)的信號(hào)到達(dá)接收端產(chǎn)生的時(shí)延差可表示為：

其中，Ts表示一個(gè)符號(hào)周期，d為整數(shù)，0≤τ＜Ts為時(shí)延差的小數(shù)部分。

當(dāng)υ的整數(shù)部分存在時(shí)，表示兩路信號(hào)到達(dá)接收端有d個(gè)符號(hào)的相對(duì)偏移，對(duì)此可通過(guò)改變OFDM循環(huán)前綴長(zhǎng)度，在不影響編碼正交性的前提下將時(shí)域的偏移轉(zhuǎn)化為頻域的相移[12]，但該方法僅適用于τ=0的情況。當(dāng)τ≠0時(shí)，系統(tǒng)采樣點(diǎn)位置較符號(hào)峰值位置產(chǎn)生錯(cuò)位，導(dǎo)致采樣后引入相鄰符號(hào)的旁瓣干擾，為此本文提出了一種雙采樣方案。該方案通過(guò)在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)設(shè)置兩個(gè)

圖4 改進(jìn)的接收端采樣器設(shè)計(jì)

圖5 改進(jìn)后采樣示意

本文采用升余弦濾波器：

則采樣點(diǎn)1、2處的采樣值分別為：

接著，將兩采樣值進(jìn)行等增益合并：

然后，對(duì)合并后的信號(hào)進(jìn)行OFDM解調(diào)：

將式（12）代入式（13）中，得到離散時(shí)域接收信號(hào)：

則接收端信號(hào)可表示為：

[17]可知，由兩中繼構(gòu)成的分布式協(xié)作通信系統(tǒng)的信號(hào)傳輸過(guò)程的整體表達(dá)式為：

結(jié)合系統(tǒng)第一階段的離散頻域信道系數(shù)：

系統(tǒng)等效信道系數(shù)可表示為：

經(jīng)系統(tǒng)傳輸后引入的等效加性高斯噪聲為：

對(duì)于給定的 qi,l，系統(tǒng)等效噪聲其中：

當(dāng)iτ固定時(shí)，對(duì)平均接收信噪比γ求導(dǎo)：

4 性能仿真

仿真中假設(shè)信道服從萊斯分布，萊斯因子為10，將 L條多徑進(jìn)行功率歸一化處理，即載頻選取銥星系統(tǒng)用戶鏈路頻段，信源調(diào)制方式采用 QPSK，子載波數(shù)N=64，升余弦滾降系數(shù)β=0.9，旁瓣數(shù)Lmf=1，假設(shè)系統(tǒng)總功率為 P，發(fā)射端和中繼端的符號(hào)發(fā)射功率選取選取最優(yōu)功率分配記單采樣方案為 D-OFDM1，所提雙采樣方案為D-OFDM2。

圖6 平均接收信噪比隨子載波數(shù)的變化情況

圖7 不同時(shí)延差下的系統(tǒng)誤碼性能

圖 7所示為不同τ情況下，采用 D-OFDM1及D-OFDM2方法得到的系統(tǒng)誤碼性能曲線。從圖7中可以看出，隨著系統(tǒng)信噪比的增加，兩種方案的誤碼率均減小，在τ(τ≠0)相等的情況下，D-OFDM2的誤碼率均低于D-OFDM1，且隨著τ的增加，系統(tǒng)的誤碼率差異進(jìn)一步增大。當(dāng)τ=0.5Ts時(shí)，二者差異達(dá)到了最大，在誤碼率為10?4情況下，所提方法較原方法有4 dB的性能增益。且由于τ=0.3Ts相比于τ=0.5Ts，系統(tǒng)能獲得更高的平均接收信噪比，故τ=0.3Ts較τ=0.5Ts能獲得更低的系統(tǒng)誤碼率，但二者差異很小，近似相等。因此得出結(jié)論，所提D-OFDM2方案能夠提高系統(tǒng)的誤碼性能，且?guī)缀醪皇苄?shù)部分時(shí)延差大小的影響。

圖8展示了當(dāng)時(shí)延差τ=0.3Ts的情況下，不同旁瓣數(shù)Lmf對(duì)D-OFDM2系統(tǒng)誤碼性能的影響?？梢钥闯?，當(dāng)旁瓣數(shù)增加時(shí)，系統(tǒng)誤碼性能差異并不明顯。當(dāng)系統(tǒng)誤碼率為 10?4時(shí)，Lmf=4較Lmf=1只有0.5 dB的性能損失，說(shuō)明異步系統(tǒng)誤碼性能受第一旁瓣影響較大，受其余旁瓣影響十分有限，因此本文在仿真中選取Lmf=1。

圖8 不同旁瓣數(shù)下的系統(tǒng)誤碼性能

5 結(jié)束語(yǔ)

由于分布式特點(diǎn)，衛(wèi)星協(xié)作通信系統(tǒng)中的接收端存在時(shí)延差不可避免。本文在頻率選擇性信道下設(shè)計(jì)了一種基于差分 DSTC-OFDM 編碼的雙采樣方案。所提方案中接收端通過(guò)雙采樣，成功提高了接收端的平均接收信噪比，消除了因小數(shù)部分時(shí)延差存在對(duì)系統(tǒng)誤碼性帶來(lái)的影響。理論及仿真結(jié)果表明，改進(jìn)的D-OFDM2方案在系統(tǒng)小數(shù)部分時(shí)延差存在時(shí)，能夠較好地提高誤碼性能。

參考文獻(xiàn)：

[1] 李鳳華, 殷麗華, 吳巍, 等. 天地一體化信息網(wǎng)絡(luò)安全保障技術(shù)研究進(jìn)展及發(fā)展趨勢(shì)[J]. 通信學(xué)報(bào), 2016, 37(11):156-168.LI F H, YIN L H, WU W, et al. Research status and development trends of security assurance for space-ground integration information network[J]. Journal on Communications, 2016,37(11): 156-168.

[2] 易克初, 李怡, 孫晨華, 等. 衛(wèi)星通信的近期發(fā)展與前景展望[J]. 通信學(xué)報(bào), 2015, 36(6): 157-172.YI K C, LI Y, SUN C H, et al. Recent development and its prospect of satellite communications[J]. Journal on Communications, 2015, 36(6): 157-172.

[3] 李斗, 項(xiàng)海格. LEO/MEO衛(wèi)星通信系統(tǒng)發(fā)展展望[J]. 電信科學(xué), 2003, 19(2): 48-51.LI D, XIANG H G. The Development of LEO/MEO Satellite Communication Systems[J]. Telecommunications Science, 2003,19(2): 48-51.

[4] 蔣涉權(quán), 王晶, 彭超. MIMO系統(tǒng)中空時(shí)編碼性能仿真和分析[J]. 電信科學(xué), 2015, 31(2): 29-35.JIANG S Q, WANG J, PENG C. Simulation and analysis on performance of space-time coding in MIMO[J]. Telecommunications Science, 2015, 31(2): 29-35.

[5] 李娟, 邱曉紅. 分層空時(shí)編碼及應(yīng)用研究[J]. 電信科學(xué), 2011,27(4): 91-95.LI J, QIU X H. Research on layered space-time coding technology[J]. Telecommunications Science, 2011, 27(4): 91-95.

[6] JING Y, HASSIBI B. Distributed space-time coding in wireless relay networks[J]. IEEE Transactions on Wireless Communications,2007, 5(12): 3524-3536.

[7] ANGHEL P A, KAVEH M. On the performance of distributed space-time coding systems with one and two non-regenerative relays[J]. IEEE Transactions on Wireless Communications,2006, 5(3): 682-692.

[8] JING Y, JAFARKHANI H. Distributed differential space-time coding for wireless relay networks[J]. IEEE Transactions on Communications, 2008, 56(7): 1092-1100.

[9] DAMEN M O, HAMMONS A R. Delay-tolerant distributed-TAST codes for cooperative diversity[J]. IEEE Transactions on Information Theory, 2007, 53(10): 3755-3773.

[10] LIU Y, ZHANG W, CHING P C. Full-diversity distributed space-time codes with an efficient ML decoder for asynchronous cooperative communications[C]//IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, May 26-31, 2013, Vancouver, BC, Canada. New Jersey: IEEE Press, 2013: 5011-5015.

[11] LIU Y, ZHANG W, CHING P C. Time-reversal space-time codes in asynchronous two-way relay networks[J]. IEEE Transactions on Wireless Communications, 2016, 15(3):1729-1741.

[12] 章堅(jiān)武, 章謙驊. 衛(wèi)星通信中基于擴(kuò)頻技術(shù)的異步差分空時(shí)協(xié)同編碼研究[J]. 空間科學(xué)學(xué)報(bào), 2015, 35(5): 634-640.ZHANG J W, ZHANG Q H. Asynchronous differential space-time block codes based on spreading techniques over satellite communication[J]. Chinese Journal of Space Science,2015, 35(5): 634-640.

[13] LI Z, XIA X G. An Alamouti coded OFDM transmission for cooperative systems robust to both timing errors and frequency offsets[J]. IEEE Transactions on Wireless Communications,2008, 7(5): 1839-1844.

[14] RAJAN G S, RAJAN B S. OFDM based distributed space time coding for asynchronous relay networks[C]//IEEE International Conference on Communications, May 19-23, 2008, Beijing,China. New Jersey: IEEE Press, 2008: 1118-1122.

[15] LEE Y, KANG S G, CHONG D, et al. An alamouti coding scheme for asynchronous cooperative communication systems over frequency selective fading channels[J]. 2011, 4(4): 1-5.

[16] BARGHI S, JAFARKHANI H. Exploiting asynchronous amplify-and-forward relays to enhance the performance of IEEE 802.11 networks[J]. IEEE/ACM Transactions on Networking,2015, 23(2): 479-490.

[17] AVENDI M R, JAFARKHANI H. Differential distributed space-time coding with imperfect synchronization in frequency-selective channels[J]. IEEE Transactions on Wireless Communications, 2015, 14(4): 1811-1822.

[18] XU W, WANG Q, LIN M. Distributed space-time coding scheme with differential detection and power allocation for cooperative relay network[J]. Telecommunication Systems, 2017:1-15.

Dual-sample differential space-time coding scheme in asynchronous satellite cooperative communication system

ZHANG Jianwu, TU Hejiaqi
Hangzhou Dianzi University, Hangzhou 310018, China

Focusing on asynchronization in relay communication system over satellite fading channels, a dual-sampling differential space-time orthogonal frequency division multiplex（D-OFDM2）coding scheme was proposed. The proposed scheme constructed a dual-sampling method at the receiver based on the D-OFDM coding with delay tolerance when the satellite channel condition was unknown. The method added another sample to the current main lobe interval and equal gain merge the two sampling results. Comparing with the traditional scheme when the fractional delay is present, the D-OFDM2 scheme can obtain higher signal-to-noise ratio than single sampling method, and improves the system error performance.

satellite communication, asynchronous cooperative communication, distributed differential space-time coding, dual-sampling

s: The National Natural Science Foundation of China(No.61471152), Zhejiang Provincial Natural Science Foundation of China (No.LZ14F010003)

TN927

A

10.11959/j.issn.1000?0801.2017309

2017?08?21；

2017?11?10

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（No.61471152）；浙江省自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（No.LZ14F010003）

章堅(jiān)武（1961?），男，杭州電子科技大學(xué)通信工程學(xué)院教授、博士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)橐苿?dòng)通信系統(tǒng)、多媒體通信技術(shù)、網(wǎng)絡(luò)安全等。

屠賀嘉琦（1992?），男，杭州電子科技大學(xué)通信工程學(xué)院碩士生，主要研究方向?yàn)橐苿?dòng)通信系統(tǒng)。