50 kW CPPM電機磁場的有限元仿真分析

李新華， 陳加偉， 王櫪輝

(湖北工業(yè)大學電氣與電子工程學院， 湖北 武漢 430068)

50 kW CPPM電機磁場的有限元仿真分析

李新華， 陳加偉， 王櫪輝

(湖北工業(yè)大學電氣與電子工程學院， 湖北 武漢 430068)

以新能源汽車驅動用50 kW CPPM電機空載磁場計算為例，使用ANSOFT公司的有限元分析軟件，分別討論CPPM電機的二維和三維磁場有限元仿真方法，并對計算結果進行比較和分析，從而得出一些有益的結論。

CPPM電機； 磁場； 有限元仿真； 畸變率； 誤差分析

連續(xù)極永磁電機(CPPM，Consequent-Pole Permanent-Magnet Machine)是一種特殊結構的混合勵磁同步電機，它是通過位于定子側的直流勵磁繞組和轉子側的鐵極實現(xiàn)磁場調節(jié)的[1-2]。CPPP電機徑向磁場和軸向磁場，磁場分布比較復雜，計算也比較困難。然而CPPM電機的磁場分析在其電磁設計中起著重要作用：一是確定CPPM電機的勵磁容量并評價其調磁能力；二是設計CPPM電機的軸向磁路結構與尺寸；三是優(yōu)化CPPM電機的轉子結構和氣隙磁場波形。因此，準確計算CPPM電機的磁場具有重要意義。

普通電機通常采用二維有限元方法計算磁場。但CPPM電機存在軸向磁場，要用雙電機二維等效模型才能進行二維有限元計算[3-4]。二維有限元分析的優(yōu)點是計算快速，可以節(jié)省大量計算時間，加快電機開發(fā)進程，不足之處是不能考慮電機的軸向磁路的影響，存在較大的計算誤差。為了比較準確地計算CPPM電機的磁場，需采用三維有限元分析方法[5-6]，但對于新能源汽車驅動用CPPM電機，由于功率比較大，模型剖分單元多，三維有限元計算所花機時也長。為了提高CPPM電機的磁場計算效率，通常需要結合二、三維有限元方法進行計算。

本文以新能源汽車驅動用50 kW CPPM同步電機空載磁場分析為例，使用ANSOFT公司的有限元分析軟件，分別討論CPPM電機的二維和三維磁場有限元仿真方法，并對其計算結果進行比較和分析，從而得出一些有益的結論。

1 二維有限元仿真分析

1.1雙電機二維等效模型

CPPM電機可用雙電機二維等效模型來分析。一臺是含永磁極轉子的同步電機，另一臺為含鐵極轉子同步電機，勵磁繞組等效至轉子側，勵磁磁動勢方向見文獻[4]，雙電機二維等效分析模型的軸向長度為CPPM電機定子鐵心軸向長度的一半。圖1為CPPM電機雙電機二維等效分析模型。

圖 1 CPPM電機的二維等效分析模型

1.2仿真分析

圖1中定子繞組不通電流，永磁極轉子模型內置釹鐵硼磁鋼，永磁極和鐵極轉子模型等效勵磁繞組分別加入直流勵磁磁動勢為0 AT、1000 AT、2000 AT和-1000 AT。分別對上述四種勵磁條件CPPM電機進行二維有限元仿真，得到氣隙磁密的仿真波形，見圖2-5。表1給出了四種勵磁情況下永磁極模型、鐵極模型和合成氣隙磁場的傅立葉分析結果。從表1數(shù)據(jù)可以看出：

1)增磁勵磁安匝增加時，鐵極處基波磁密加大，永磁極處基波磁密略有減小，合成基波磁密增大；去磁勵磁安匝增加時，鐵極處基波磁密反向增大，永磁極處基波磁密增大，合成基波磁密減小。這表明改變勵磁安匝的大小和方向能有效地控制鐵極處的基波磁場，進而調節(jié)合成基波磁場，但對永磁極處基波磁場也有影響。

2)增磁勵磁安匝從0升至1000 AT，合成基波磁密從0.455 T升至0.805 T，上升77%；勵磁安匝從1000 AT升至2000 AT，合成基波磁密從0.805 T升至0.975 T，只上升了21%。這表明，隨著勵磁電流的增大，磁路逐漸趨向飽和，CPPM電機氣隙磁場調節(jié)能力減弱。

圖 2 0 AT氣隙磁密及傅立葉分析

(a)永磁極模型

(b)鐵極模型圖 3 1000 AT氣隙磁密及傅立葉分析

(a)永磁極模型

(b)鐵極模型圖 4 2000 AT氣隙磁密及傅立葉分析

(a)永磁極模型

(b)鐵極模型圖 5 -1000 AT氣隙磁密及傅立葉分析

勵磁安匝永磁極模型基波/T畸變率/%鐵極基波/T畸變率/%合成基波/T畸變率/%0AT0．9109．16000．45518．321000AT0．79015．430．8209．670．80512．162000AT0．67021．971．27010．720．97514．16-1000AT1．11018．69-0．8209．670．14567．65表中負號表示鐵極與永磁極磁場方向相反；計算磁場波形畸變率時只考慮了3、5、7次諧波

2 三維有限元仿真分析

為了考慮CPPM電機軸向磁路的影響，下面采用三維有限元仿真方法。建立50 kW CPPM電機的三維有限元分析模型。CPPM電機定子繞組不通電流，轉子永磁極內置釹鐵硼磁鋼，定子側勵磁繞組分別加上0、1000 AT、2000 AT和﹣1000 AT直流磁動勢。圖6為四種勵磁條件下CPPM電機氣隙磁場的三維仿真曲面，圖7～10為CPPM電機永磁極和鐵極處的徑向氣隙磁密分布曲線，表2為徑向氣隙磁密的傅立葉分析結果。

(a)0 AT

(b)1000 AT

(c)2000 AT

(d)-100 AT圖6 三維仿真結果

(a)永磁極

(b)鐵極圖 7 0 AT徑向氣隙磁密及傅立葉分析

(a)永磁極

(b)鐵極圖 8 1000 AT徑向氣隙磁密及傅立葉分析

(a)永磁極

(b)鐵極圖 9 2000 AT徑向氣隙磁密及傅立葉分析

(a)永磁極

(b)鐵極圖 10 -1000 AT徑向氣隙磁密及傅立葉分析

從表2數(shù)據(jù)可以看出：

1)增磁勵磁安匝加大時，鐵極處基波磁密增加，永磁極處基波磁密略有減小，合成基波磁密增大，與二維仿真規(guī)律相同；去磁勵磁安匝增加時，鐵極處基波磁密減小，但并未反向，這與二維仿真規(guī)律不同，永磁極處基波磁密略有增大，合成基波磁密減小。

2)增磁勵磁安匝從0升至1000 AT，合成基波磁密從0.533 T升至0.785 T，上升47%。二維計算時增磁勵磁安匝從0升至1000 AT，合成基波磁密從0.455 T升至0.805 T，上升77%，比三維計算結果高出30%。其原因一是零勵磁時二維計算鐵極處磁密為0，三維計算鐵極處磁密為0.217 T；二是考慮軸向磁路影響后1000 AT勵磁時三維計算合成磁密為0.785 T，低于二維計算結果(0.805 T)。

3 仿真結果比較

綜合表1、表2可得CPPM電機二維和三維空載氣隙磁磁場仿真結果比較(表3)。

表2 CPPM電機徑向氣隙磁密的傅立葉分析結果

表3 CPPM電機二維和三維空載磁場仿真結果比較

從表3可以看出：

1)CPPM電機勵磁電流增磁1000 AT時，二維和三維空載磁場仿真結果誤差相對較??；0 AT、增磁2000 AT時，鐵極區(qū)域氣隙磁密二維和三維仿真結果誤差較大；弱磁-1000 AT時，二維和三維空載磁場仿真結果誤差相當大。以上結果說明：二維等效模型比較適合計算CPPM電機增磁、特別增磁磁動勢較小，徑向磁路不飽和時的磁場；對于弱磁時磁場，由于CPPM電機存在明顯的軸向磁場分量，不宜用二維等效模型分析，應選擇三維有限元分析方法。

2)從三維仿真結果可知，當勵磁安匝變化時，無論是鐵極區(qū)域，還是永磁極區(qū)域氣隙磁密的畸變率變化較小，CPPM電機調節(jié)勵磁時對氣隙磁場波形影響較小。普通內置永磁同步電機弱磁時波形畸變率加大，導致銅鐵耗增加，效率下降，溫升上升，可見，CPPM電機調磁性能明顯優(yōu)于永磁同步電機。

3)根據(jù)三維磁場仿真結果，CPPM電機勵磁安匝從0增至1000 AT增磁時，合成基波磁密從0.553 T降至0.785 T，增大0.252 T，基波磁場增加了32 %；CPPM電機勵磁安匝從-1000 AT降至0 AT弱磁時，合成基波磁密從0.546降至0.533 T，減小0.013 T，基波磁場只減小了2.4 %。這表明CPPM電機增磁調磁能力明顯大于弱磁調磁能力；另一方面，該臺CPPM電機弱磁調磁效果很差，說明其軸向磁路存在比較嚴重的飽和現(xiàn)象。

4 結論

CPPM電機磁場有限元仿真結果表明：

1)通過調節(jié)勵磁安匝來改變鐵極區(qū)域的氣隙磁場，CPPM電機可以實現(xiàn)增磁或弱磁，同時也會對永磁極區(qū)域的氣隙磁場產生一定的去磁作用；

2)CPPM電機增磁磁通主要走徑向磁路，調磁能力較強；弱磁磁通主要走軸向磁路，調磁能力較弱；

3)調節(jié)勵磁安匝對CPPM電機氣隙磁場波形影響較小，氣隙磁密畸變率基本不變；

4)CPPM電機增磁時可采用基于雙電機二維等效模型的有限元分析方法，但弱磁(包括零勵磁)時應選擇三維有限元分析方法。

[1] Spooner E, Khatab S A W, Nicolaou N G. Hybrid excitation of AC and DC machines Electrical Machines and Drives[A]. 1989 Fourth International Conference on IET, 1989:48-52.

[2] Tapia J A, Leonardi F, Lipo T A. Consequent pole permanent magnet machine with field weakening capability Electric Machines and Drives Conference[A]. 2001 IEMDC 2001 IEEE International IEEE, 2001:126-131.

[3] Takayuki M, Kazutoshi N, Tadashi A, et al. Basic principles and characteristics of hybrid excitation synchronous machine[J]. Electrical Engineering in Japan, 1996, 117(117): 110-123.

[4] 李新華, 李蓉, 吳小江,等. CPPM混合勵磁同步電動機轉矩特性計算與分析[A].中國小電機技術研討會，2011.

[5] Tapia J A, Leonardi F, Lipo T A. Consequent-pole permanent-magnet machine with extended field-weakening capability[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2003, 39(6):1704-1709.

[6] 李新華, 吳敏華, 劉高翔, 等. CPPM混合勵磁風力發(fā)電機磁場有限元分析 [J]. 微特電機, 2011, 39(5): 5-7.

[責任編校：張巖芳]

TheFiniteElementSimulationAnalysisof50kWCPPMMotoronMagneticField

LI Xinhua， CHEN Jiawei, WANG Lihui

(SchoolofElectricalandElectronicEngineering，HubeiUniv.ofTech.，Whuan430068,China)

With both radial and axial magnetic field, the special structure of CPPM motor leads to complex magnetic field distribution, which makes the computation of magnetic field comparatively more difficult. In this paper, based on new energy vehicles driven 50 kW CPPM no-load magnetic field is used to calculate, for example, using finite element analysis software of ANSOFT Corporation, discusses CPPM motor two-and three-dimensional finite element simulation, and the results are compared and analyzed, and draw some useful conclusions.

Consequent-pole permanent-magnet machine；magnetic field；finite element simulation；distortion rate；error analysis

2016-10-31

李新華(1959-)， 男， 湖北武漢人，湖北工業(yè)大學教授，研究方向為稀土電機研究及控制

1003-4684(2017)05-0077-05

TM301.4

A