適用于模塊化多電平換流器調(diào)制策略的比較性分析

劉英杰+宋吉江+李云婧+朱榮俊

摘 要：模塊化多電平換流器（MMC）這種新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的出現(xiàn)極大地促進(jìn)了柔性直流輸電的發(fā)展，作為其關(guān)鍵技術(shù)之一的調(diào)制策略的選擇至關(guān)重要。本文首先介紹了MMC的工作原理，其次對(duì)于兩種常用的適于模塊化多電平的調(diào)制策略進(jìn)行詳盡的分析，最后比較最近電平與載波移相調(diào)制策略的優(yōu)缺點(diǎn)，為MMC調(diào)制策略的選擇提供了理論依據(jù)。

關(guān)鍵字：MMC；最近電平逼近；載波移相

DOI：10.16640/j.cnki.37-1222/t.2017.11.248

0 引言

模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter，MMC）作為一種級(jí)聯(lián)型的變換器具有獨(dú)特的結(jié)構(gòu)和技術(shù)優(yōu)勢(shì)，其自身結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、高度模塊化，擴(kuò)容能力強(qiáng)，良好冗余性及較低的輸出諧波等優(yōu)點(diǎn)成為新一代柔性直流輸電技術(shù)的核心設(shè)備。MMC調(diào)制策略是直接影響 MMC 性能的關(guān)鍵指標(biāo)之一，其選擇至關(guān)重要。目前，可用于 MMC 調(diào)制的策略主要有最近電平調(diào)制、載波移相脈寬調(diào)制、載波層疊脈寬調(diào)制、階梯波調(diào)制、空間矢量脈寬調(diào)制等調(diào)制策略，其中較為廣泛應(yīng)用的是最近電平調(diào)制和載波移相脈寬調(diào)制[2-4]。

1 MMC的基本原理

MMC由具有相同結(jié)構(gòu)的三個(gè)相單元組成，每相含有上、下兩個(gè)橋臂， N個(gè)級(jí)聯(lián)的子模塊（SM）和一個(gè)電抗器串聯(lián)而成構(gòu)成一個(gè)橋臂單元，SM由兩個(gè)IGBT、兩個(gè)反并聯(lián)二極管和一個(gè)電容器構(gòu)成[1]。

MMC子模塊共有三種工作模式，假設(shè)S1與S2分別表示兩個(gè)IGBT的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，定義S1=1表示高電平導(dǎo)通，S2=0表示低電平截止，S2的開(kāi)關(guān)狀態(tài)定義與S1相同。當(dāng)S1=1且S2=0時(shí)，子模塊處于投入模式，此時(shí)，根據(jù)子模塊電流ism方向的不同可以充電，也可以放電；當(dāng)S1=0且S2=1時(shí)，子模塊處于切除模式，此時(shí)子模塊被旁路，電容電壓保持恒定，不充電也不放電；當(dāng)S1=0且S2=0時(shí)，子模塊處于閉鎖模式，此時(shí)子模塊的工作狀態(tài)一般是子模塊電容器在故障時(shí)被旁路，或者用在啟動(dòng)MMC時(shí)對(duì)子模塊電容器預(yù)充電。

2 MMC的調(diào)制策略

2.1 最近電平逼近調(diào)制

最近電平逼近（Nearest Voltage Level Modulation，NLM）方法是近期研究較為常用的一種適用于MMC調(diào)制控制的方法。其基本原理是利用IGBT的開(kāi)關(guān)狀態(tài)決定子模塊在上、下橋臂的投入個(gè)數(shù)，使在任意時(shí)刻子模塊產(chǎn)生的方波疊加后能夠瞬時(shí)逼近正弦調(diào)制波。NLM 方法用uS代表調(diào)制波，Uc代表子模塊平均電壓，θ代表電角度，取最接近調(diào)制波uS與Uc的比值的整數(shù)來(lái)決定換流器的輸出電平數(shù)。下橋臂子模塊個(gè)數(shù)的投入隨調(diào)制波的升高而增加，為保證此相單元電壓波形跟隨調(diào)制波變化，上橋臂子模塊的投入個(gè)數(shù)變化趨勢(shì)與下橋臂相反。在某時(shí)刻，上、下橋臂投入子模塊的個(gè)數(shù)分別為np 與nn，表達(dá)式如下

np=N/2-round（uS/Uc）

nn=N/2+round（uS/Uc） （1）

式中：round（）表示取最近整數(shù)。理論上，換流器使用最近電平逼近調(diào)制時(shí)，其輸出的電壓與調(diào)制波的電壓之差應(yīng)保持在（±Uc/2）之內(nèi)，超出這個(gè)范圍，NLM工作在過(guò)調(diào)制區(qū)，為使其處于正常工作區(qū)，需要將子模塊數(shù)設(shè)定邊界，即

0≤np，nn≤N （2）

得到任意時(shí)刻上下橋臂子模塊投入個(gè)數(shù)后，依據(jù)橋臂的電流大小對(duì)各子模塊進(jìn)行電容電壓排序以決定子模塊的投入或切除狀態(tài)，若上下橋臂的子模塊投入的個(gè)數(shù)保持不變，則各個(gè)子模塊投入或切除狀態(tài)維持不變，若處于充電狀態(tài)，則選擇在排序之后較小電容電壓的子模塊；若處在放電狀態(tài)，則選擇在排序之后較大電容電壓的子模塊。為使換流器整體電壓恒定，在上下橋臂投入的子模塊數(shù)保持互補(bǔ)且總和為N。

2.2 載波移相脈寬調(diào)制

載波移相正弦脈寬調(diào)制（Carrier Phase Shift-PWM，CPS-PWM）的基本原理是對(duì)于N+1電平的模塊化多電平換流器結(jié)構(gòu)，采用N組幅值相等、頻率相同的三角波為載波信號(hào)，使N個(gè)子模塊上的每組調(diào)制波相位以此橫向平移2π/N角度，將同一個(gè)調(diào)制波與N個(gè)三角波作比較，當(dāng)調(diào)制波較大時(shí)，輸出高電平，當(dāng)載波較大時(shí)，輸出低電平，以此得到N組PWM調(diào)制波觸發(fā)脈沖，分別對(duì)應(yīng)控制橋臂子模塊以確定其投切狀態(tài)。采用CPS-PWM時(shí)在任意時(shí)刻每個(gè)相單元的上、下橋臂子模塊投入個(gè)數(shù)保持互補(bǔ)且總和為N，上、下橋臂的調(diào)制波應(yīng)該反向并且在相位上相差2π/3，最后將所有子模塊的PWM脈沖疊加形成MMC輸出的等效多電平PWM波形。

3 優(yōu)缺點(diǎn)

載波移相脈寬調(diào)制和最近電平逼近調(diào)制互有優(yōu)勢(shì)與不足，載波移相的主要優(yōu)勢(shì)是具有固定的開(kāi)關(guān)頻率，IGBT的開(kāi)關(guān)損耗低，增加了子模塊的冗余使用周期，在開(kāi)關(guān)頻率較低的情況下能夠有效地消減諧波。其劣勢(shì)在于無(wú)法選擇運(yùn)行模塊，不容易實(shí)現(xiàn)冗余模塊備用，存在相間環(huán)流。

最近電平逼近的優(yōu)勢(shì)主要是原理簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)，具有良好的動(dòng)態(tài)性能，且當(dāng)子模數(shù)較多時(shí)，輸出諧波以低次諧波為主的劣勢(shì)將逐漸消失，省去了交流濾波器，其劣勢(shì)主要是由于開(kāi)關(guān)頻率的不確定性，導(dǎo)致階梯波的基波賦值偏差與總諧波畸變率較大。

4 總結(jié)

本文詳細(xì)分析了針對(duì)適用于MMC的最近電平逼近和載波移相兩種調(diào)制策略的基本原理，并發(fā)現(xiàn)它們?cè)趹?yīng)用過(guò)程中各自的優(yōu)勢(shì)與不足。載波移相法一般通過(guò)三角波與調(diào)制波相對(duì)比，產(chǎn)生控制每個(gè)換流器單元的PWM波，疊加波形后即可獲得多電平電壓波形，一般用在電平數(shù)比較少的場(chǎng)合。最近電平逼近的基本原理是利用最近的電平瞬間逼近調(diào)制波，換流器的電平數(shù)越高，誤差越小，一般在電平較高的系統(tǒng)中應(yīng)用。

參考文獻(xiàn)：

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