基于同步整流技術(shù)的大功率電化學(xué)電源設(shè)計(jì)

溫先佳， 杜貴平， 李治泳

(華南理工大學(xué)電力學(xué)院， 廣東 廣州 510640)

基于同步整流技術(shù)的大功率電化學(xué)電源設(shè)計(jì)

溫先佳， 杜貴平， 李治泳

(華南理工大學(xué)電力學(xué)院， 廣東 廣州 510640)

介紹了一種基于同步整流技術(shù)的大功率電化學(xué)電源總體設(shè)計(jì)方案。在分析其工作模態(tài)的基礎(chǔ)上給出了電源主電路的工作電壓電流關(guān)系；設(shè)計(jì)了一種大功率水冷高頻變壓器，給出了詳細(xì)的計(jì)算過程；為解決傳統(tǒng)同步整流的自驅(qū)動(dòng)方式由體二極管進(jìn)行續(xù)流會(huì)降低整流效率的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了在占空比丟失時(shí)保持MOSFET導(dǎo)通整流的大功率的改進(jìn)型同步驅(qū)動(dòng)電路。最后制作了一臺(tái)8V/1500A的電化學(xué)電源樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，驅(qū)動(dòng)電路能夠提供穩(wěn)定的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該電源滿載效率達(dá)93.2%，性能均達(dá)到電化學(xué)電源的要求。

同步整流; 電化學(xué)電源; 大功率高頻變壓器; 驅(qū)動(dòng)電路

1 引言

由于所加工的對(duì)象的特殊性，一般要求電化學(xué)電源功率大，能夠提供低電壓、大電流的輸出。相比于可控硅整流式電源，高頻開關(guān)電源具有損耗低、效率高、體積小等優(yōu)勢(shì)，但在低壓大電流的場(chǎng)合中，用于整流的二極管的管壓降依舊阻礙了電源效率的提高[1]。同步整流技術(shù)的出現(xiàn)解決了這一難題，然而傳統(tǒng)大功率同步整流電源的驅(qū)動(dòng)電路不適宜多管并聯(lián)使用，存在驅(qū)動(dòng)能力不足、噪聲干擾嚴(yán)重等問題，影響同步整流管開關(guān)動(dòng)作的穩(wěn)定性[2]。

結(jié)合以上考慮，本文采用同步整流技術(shù)，從主電路的工作模態(tài)分析入手，設(shè)計(jì)了一種適用于多管并聯(lián)的改進(jìn)型驅(qū)動(dòng)電路方案。在此基礎(chǔ)上制作了一臺(tái)大功率電化學(xué)電源樣機(jī)，額定輸出功率為12kW，電壓0～8V、電流0～1500A連續(xù)可調(diào)。該電源顯著地提高了工作效率，增強(qiáng)了驅(qū)動(dòng)信號(hào)的抗干擾能力，各項(xiàng)性能指標(biāo)均滿足行業(yè)要求。

2 電源主電路及其工作模態(tài)分析

考慮到零電壓全橋DC/DC變換中開關(guān)管承受的電壓電流應(yīng)力小，開關(guān)損耗小，而且變壓器磁心利用效率高，容易實(shí)現(xiàn)大功率輸出[3]，因此，本次設(shè)計(jì)選擇ZVS移相全橋電路作為基本拓?fù)?，如圖1所示。該拓?fù)涞墓β手麟娐分饕扇嘟涣鬏斎?、三相橋式整流器、輸入濾波電感電容、全橋逆變電路、高頻變壓器、全波整流電路以及輸出濾波電感電容組成。

圖1 移相全橋同步整流電路Fig.1 Phase shifted full bridge synchronous rectifier circuit

一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，基于同步整流的移相全橋電路的工作過程可分解成12個(gè)階段，其中前6個(gè)階段和后6個(gè)階段工作狀態(tài)基本一致。全周期的工作波形和上半周期的6個(gè)工作模態(tài)分別如圖2和圖3所示。在對(duì)其進(jìn)行工作模態(tài)分析時(shí)作出如下合理的假設(shè)：①所有電路元件均處于理想狀態(tài)，忽略整流管驅(qū)動(dòng)電壓之間的死區(qū)時(shí)間；②輸出濾波電感n2L遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于變壓器一次側(cè)繞組的漏感Lr，相當(dāng)于恒流源；③開關(guān)管的并聯(lián)諧振電容有C1=C3，C2=C4。

圖2 電源功率主電路的主要工作波形Fig.2 Main working waveforms of power main circuit

圖3 電源主電路的工作模態(tài)圖Fig.3 Working modes of main circuit of power supply

前6個(gè)工作模態(tài)的電壓、電流和時(shí)間分別如式(1)～式(7)所示：

(1)

(2)

(3)

(4)

MOSFET整流管的管壓降為Vds1=Vds2=Vo，該過程持續(xù)時(shí)間為：

(5)

(6)

(7)

t7時(shí)刻，開關(guān)管QC關(guān)斷，電路開始在下半個(gè)周期t7～t12工作，工作情況與上半個(gè)周期基本類似。

3 大功率高頻變壓器設(shè)計(jì)

高頻開關(guān)電源的能量轉(zhuǎn)換和功率傳輸主要依靠變壓器實(shí)現(xiàn)，其設(shè)計(jì)的優(yōu)劣決定了電源性能的好壞。變壓器的設(shè)計(jì)主要考慮磁心的選擇、絕緣散熱和繞組匝數(shù)等。

3.1 磁心的選擇

常用的磁心材料有硅鋼片、鐵氧體和非晶態(tài)合金，非晶態(tài)合金系列的鐵基納米晶鐵心具有高飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度、高導(dǎo)磁率和磁滯損耗小的特點(diǎn)，可以選擇作為大功率場(chǎng)合的高頻開關(guān)電源變壓器的磁心。

根據(jù)AP法公式，計(jì)算磁心面積乘積：

(8)

式中，AP為磁心面積乘積，AP=AwAe，其中Aw為為磁心的窗口面積，Ae為磁心的有效截面積。PT為高頻變壓器的視在功率，取高頻變壓器效率值ηc為0.98，PT=Po(1+1/ηc)=12000(1+1/0.98)≈24244.9V·A；K0為窗口使用系數(shù)，取值為0.4；Kf為波形系數(shù)，方波取值為4；fs為開關(guān)頻率，取值為18kHz；Bm為磁心最大工作磁通密度，取值為 0.4T；Kj為電流密度比例系數(shù)，取值365；χ為磁心常數(shù)，取值-0.13。

本文設(shè)計(jì)的高頻變壓器磁心采用一個(gè)環(huán)形鐵基納米晶鐵心ONL1308040，查看相關(guān)數(shù)據(jù)手冊(cè)可知ONL1308040能滿足本次設(shè)計(jì)的容量需求。

3.2 變壓器匝數(shù)比

為了提高變壓器的利用率，變壓器的一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組之間的匝數(shù)比盡可能大，這樣一方面可以減少全橋橋臂上IGBT開關(guān)管的電流應(yīng)力，另一方面可以降低二次側(cè)MOSFET整流管的反向電壓應(yīng)力。為了在任何輸入電壓時(shí)均能獲得所要求的電壓，在設(shè)計(jì)參數(shù)過程中需要按照最低輸入電壓的條件進(jìn)行計(jì)算。

取變壓器二次側(cè)最大占空比Dmax為0.9，則高頻變壓器二次側(cè)電壓最小值為：

(9)

式中，Vo(max)為輸出電壓的最大值；Vmos為二次側(cè)MOSFET整流管的通態(tài)壓降，通常取其最大值 0.5V。

計(jì)算高頻變壓器一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組的匝數(shù)比：

(10)

式中，Vin(max)為輸入電壓的最大值；VQ為全橋橋臂上IGBT開關(guān)管導(dǎo)通壓降，此處取1V。

本文實(shí)際設(shè)計(jì)過程中，一次側(cè)繞組匝數(shù)選定為 45匝，同時(shí)為了實(shí)現(xiàn)高頻變壓器的小型化和解決散熱問題，二次側(cè)繞組匝數(shù)選定為1匝，并采用整個(gè)的水冷鋁塊替代了傳統(tǒng)的導(dǎo)線繞組。因此，整個(gè)變壓器通過水冷進(jìn)行散熱，匝數(shù)比的變化只需要改變一次側(cè)繞組匝數(shù)，具有散熱效果好，設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單便捷的特點(diǎn)。

3.3 變壓器一次側(cè)繞組線徑和股數(shù)

在高頻條件下，為了有效利用導(dǎo)線，減少導(dǎo)線集膚效應(yīng)的影響，通常要求導(dǎo)線的線徑要小于穿透深度的兩倍，穿透深度Δ表示為：

(11)

式中，ω為角頻率；μ為銅的磁導(dǎo)率(4π×10-7H/m)；γ為銅的電導(dǎo)率(58×106Ω/m)。

將數(shù)據(jù)代入式(11)中計(jì)算可得Δ=0.493mm。因此，線徑r≤2×0.493=0.986mm，實(shí)際應(yīng)用中，取0.51mm的漆包線。

繞組的導(dǎo)線股數(shù)決定了繞組流過的最大有效值電流。計(jì)算一次側(cè)繞組導(dǎo)線股數(shù)：

(12)

3.4 驗(yàn)算高頻變壓器磁心窗口面積

通過3.3節(jié)對(duì)變壓器一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組的匝數(shù)、導(dǎo)線線徑和導(dǎo)線股數(shù)的計(jì)算后，需要驗(yàn)算設(shè)計(jì)磁心的窗口面積的合理性。由于設(shè)計(jì)的高頻變壓器采用水冷式鋁塊結(jié)構(gòu)作為二次側(cè)繞組，因此只需要計(jì)算一次側(cè)繞組的窗口利用系數(shù)Ku，其計(jì)算為：

(13)

式中，Awp為一次側(cè)單匝導(dǎo)體面積。

3.5 高頻水冷變壓器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的大功率水冷高頻變壓器如圖4所示。 圖4(a)為一次側(cè)繞組結(jié)構(gòu)圖，其中1為變壓器磁心，2 為繞組導(dǎo)線，用50根線徑0.51mm的漆包線并繞一層，一共45匝，匝數(shù)盡可能分布均勻。圖4(b)為二次側(cè)繞組結(jié)構(gòu)圖，整個(gè)繞組采用鋁塊方體結(jié)構(gòu)代替，表示匝數(shù)為1，方體內(nèi)部設(shè)計(jì)有水流通道實(shí)現(xiàn)水冷散熱，內(nèi)部環(huán)形凹槽可正好放入繞有繞組的環(huán)形磁芯。

圖4 大功率水冷高頻變壓器Fig.4 High power water cooled high frequency transformer

4 大功率同步整流驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)同步整流的自驅(qū)動(dòng)方式中，在占空比丟失時(shí)間內(nèi)全部由體二極管進(jìn)行續(xù)流，雖然調(diào)整硬件的設(shè)計(jì)參數(shù)可盡量使占空比丟失時(shí)間最優(yōu)，但是相比于這種策略，整流效率依然存在較大的提升空間[4]。

本文采用芯片IR1167 作為同步整流控制的外驅(qū)動(dòng)芯片，利用MOSFET的雙向?qū)ㄐ訹5]，在占空比丟失時(shí)保持MOSFET導(dǎo)通使同步整流管的損耗減少。芯片對(duì)漏源極電壓進(jìn)行采樣產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)，克服了電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性，具有響應(yīng)速度快、抗干擾能力和驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)等特點(diǎn)。圖5為芯片的工作原理波形圖。

圖5 IR1167工作原理波形圖Fig.5 Working principle waveforms of IR1167

如圖5所示，芯片 IR1167 的工作原理為： MOSFET開關(guān)管在導(dǎo)通前瞬間，其兩端的電壓Vds開始下降，當(dāng)下降到門限關(guān)斷閾值VTH1時(shí)，最小導(dǎo)通時(shí)間開始計(jì)算；電壓Vds繼續(xù)下降，降至門限開通閾值VTH2時(shí)，驅(qū)動(dòng)電壓產(chǎn)生。在最小導(dǎo)通時(shí)間段內(nèi)即使Vds電壓可能會(huì)產(chǎn)生振蕩，MOSFET開關(guān)管依然保持導(dǎo)通。若在最小導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)電壓Vds仍未降至門限開通閾值VTH2，驅(qū)動(dòng)則以最小導(dǎo)通電壓輸出。在MOSFET開關(guān)管關(guān)斷瞬間，電壓Vds開始上升，當(dāng)上升到門限關(guān)斷閾值VTH1時(shí)，中斷信號(hào)Blanking輸出高電平以防止產(chǎn)生誤導(dǎo)通，直至Vds上升到閾值VTH3，完成關(guān)斷過程。

根據(jù)芯片的數(shù)據(jù)手冊(cè)，本文設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)型的同步驅(qū)動(dòng)電路，可避免死區(qū)時(shí)間內(nèi)體二極管導(dǎo)通，能夠?yàn)槎鄠€(gè)MOSFET提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)，提高整流的功率容量。具體驅(qū)動(dòng)電路如圖6所示。

VCC電壓采用12.5V供電，一個(gè)IR1167芯片同時(shí)驅(qū)動(dòng)20個(gè)MOS管；根據(jù)MOT電阻設(shè)計(jì)公式：RMOT=2.5×1010·tMOT，取tMOT=3μs，則RMOT=75kΩ。OVT引腳與GND引腳連接，此時(shí)VTH1為-3.5mV，可使驅(qū)動(dòng)波形更難以關(guān)斷，而VTH2的典型值為-100mV。GATE輸出的驅(qū)動(dòng)波形經(jīng)過芯片UCC27324進(jìn)行驅(qū)動(dòng)功率增大，每個(gè)芯片可驅(qū)動(dòng)2個(gè)MOSFET開關(guān)管，柵極驅(qū)動(dòng)電阻根據(jù)經(jīng)驗(yàn)采用阻值為10Ω的電阻，既可抑制振蕩，又可防止過大的沖擊電流；MOSFET的柵極和源極之間連接一個(gè)電阻10kΩ，既可防止柵極di/dt過高，又可防止柵源極之間產(chǎn)生尖峰電壓，同時(shí)加快關(guān)斷過程。

本文設(shè)計(jì)了兩種同步整流驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行對(duì)比，一種是傳統(tǒng)的采用一次側(cè)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)作為同步控制信號(hào)的外驅(qū)動(dòng)方式，另外一種是改進(jìn)的同步整流驅(qū)動(dòng)電路。兩種同步整流驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)波形如圖7所示。

圖7 兩種同步整流電路的驅(qū)動(dòng)波形Fig.7 Two driving waveforms of 6 kinds of synchronous rectifier circuits

由圖7(a)可以看出，驅(qū)動(dòng)波形容易受原邊電流的影響，電壓波形的尖峰較多，容易導(dǎo)致MOSFET整流管誤導(dǎo)通。由圖7(b)可以看出，滿載時(shí)MOSFET整流管驅(qū)動(dòng)波形抗干擾能力強(qiáng)，驅(qū)動(dòng)波形上升速度快且無振蕩，滿足同步MOSFET快速開通的要求，整個(gè)驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可同時(shí)驅(qū)動(dòng)多個(gè)MOSFET整流管，適用于任何功率電路。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文根據(jù)第4節(jié)的電路設(shè)計(jì)方案成功制作了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，電源參數(shù)為：三相交流輸入380(1+±10%)V，輸出直流電壓0～8V，輸出直流電流0～1500A，開關(guān)頻率18kHz。通過分析計(jì)算，選用MDS60-14W40(60A/1400V)型號(hào)的三相整流橋；隔直電容取10μF，由2個(gè)5μF的 CBB電容并聯(lián)而成；IGBT選用GD300HFL120C2S(300A/1200V)，超前臂的IGBT并聯(lián)電容C1=C3=22nF；變壓器磁心采用非晶態(tài)磁心，變比為45，副邊繞組采用水冷式鋁塊作為1匝繞組，可提高變壓器的散熱性能，設(shè)計(jì)簡(jiǎn)便小型化；副邊全波整流電路選用20個(gè)MOSFET并聯(lián)實(shí)現(xiàn)，可選用額定參數(shù)為195A//75V的IRFP4468型MOSFET，輸出濾波電感為L(zhǎng)o=1.074μH，輸出濾波電容為Co=6.51μF。實(shí)驗(yàn)結(jié)果分別如圖8、圖9所示。

圖8 主要工作波形Fig.8 Main working waveforms

圖9 MOSFET的驅(qū)動(dòng)電壓與負(fù)載情況Fig.9 Driving voltage and load of MOSFET

圖8中依次為功率主電路的原邊電流、原邊電壓以及輸出電壓波形?？梢?，采用水冷式的高頻變壓器減少了副邊繞組的漏感，大大減少了占空比丟失的時(shí)間，從而降低了整流損耗，實(shí)驗(yàn)波形與理論分析一致，波形理想。

圖9分別為輕載和重載時(shí)同步驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形?？梢?，輕載續(xù)流階段中所有的MOSFET皆導(dǎo)通，避免了體二極管的導(dǎo)通損耗；重載時(shí)，MOSFET多管并聯(lián)工作穩(wěn)定，同步驅(qū)動(dòng)信號(hào)的開通和關(guān)斷時(shí)間短，抗干擾能力強(qiáng)，波形穩(wěn)定理想。

圖10為同步MOSFET的漏源電壓Vds的實(shí)驗(yàn)波形?？梢?，在輸出電流變換方向的時(shí)刻dv/dt只有38V/s，遠(yuǎn)低于MOSFET的管內(nèi)最大耐壓，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定可靠整流。

圖10 MOSFET的漏源電壓Fig.10 MOSFET drain source voltage

為了比較前述同步整流和傳統(tǒng)二極管整流的效率變化，本文根據(jù)額定的輸出功率8V/1500A，與傳統(tǒng)的二極管整流進(jìn)行對(duì)比試驗(yàn)，測(cè)出了負(fù)載電流不斷增大過程中的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，作出了圖11所示的效率曲線。與二極管整流相比，同步整流電化學(xué)電源在額定滿載功率12kW時(shí)，效率為93.2%，而輕載時(shí)的效率均在90%以上，驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)方案的正確性和可行性。

圖11 效率曲線Fig.11 Efficiency curves

6 結(jié)論

本文將同步整流技術(shù)應(yīng)用于低壓大電流的電化學(xué)電源，分析了電源主電路的工作模態(tài)并給出了最優(yōu)控制方式，設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)型的同步整流驅(qū)動(dòng)電路，可同時(shí)驅(qū)動(dòng)多個(gè)MOSFET管且抗干擾能力強(qiáng)。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)滿載效率達(dá)93.2%，各項(xiàng)性能均達(dá)到了電化學(xué)電源的要求。

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Design of high power electrochemical power source based on synchronous rectification technology

WEN Xian-jia, DU Gui-ping, LI Zhi-yong

(School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640, China)

In this paper, a general design scheme of high power electrochemical power supply based on synchronous rectification technique is introduced. The operating voltage and current of the main circuit of the power supply are given on the basis of analyzing its working mode. One high power water cooled high frequency transformer is designed and detailed calculation procedure is given. To avoid the shortcomings of reduced rectification efficiency by the traditional synchronous rectification self-driving mode using body diode, an improved high power synchronous driving circuit with the MOSFET at lost duty cycle is designed. In the end, a 8V/1500A power supply prototype was fabricated. Experimental results show that the driving circuit can provide a stable driving signal and the power supply’s efficiency reaches 93.2%, and the performance have matched the requirements of electrochemical power.

synchronous rectification; electrochemical power source; high power high frequency transformer; driving circuit

2016-01-29

廣東省應(yīng)用型科技研發(fā)專項(xiàng)資金項(xiàng)目(2015B020238012)

溫先佳(1991-)， 男， 廣西籍， 碩士研究生， 主要研究方向?yàn)榇蠊β孰娔茏儞Q技術(shù)； 杜貴平(1968-)， 男, 甘肅籍, 研究員， 博士， 主要從事電力電子分析與控制、 大功率電能變換裝置、 電機(jī)與節(jié)能系統(tǒng)方面的研究。

TM910.2

A

1003-3076(2017)04-0045-06