數字式逆變埋弧焊機IGBT短路保護的試驗研究

付煒亮 勾 容 田松亞

(1.江蘇聯合職業(yè)技術學院 常州技師分院,江蘇 常州 213022； 2.河海大學 機電學院,江蘇 常州 213022)

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數字式逆變埋弧焊機IGBT短路保護的試驗研究

付煒亮1勾 容1田松亞2

(1.江蘇聯合職業(yè)技術學院 常州技師分院,江蘇 常州 213022； 2.河海大學 機電學院,江蘇 常州 213022)

為提高大功率數字埋弧焊機全橋逆變主電路中IGBT短路保護的準確性和焊機的可靠性，對其逆變主電路中IGBT的短路模式進行了分析，設計了一款IGBT驅動器。通過采用抗干擾的IGBT短路試驗測試方案，準確、可靠的完成了IGBT短路保護測試。與Concept公司的2SC0106T驅動器短路保護測試結果對比后，結果表明,設計的IGBT驅動器短路保護功能良好，保護時間短，關斷電壓尖峰小，抗干擾能力強，有一定的工程應用價值。

逆變埋弧焊機 IGBT驅動器 短路保護 共模干擾

0 序 言

數字控制的埋弧焊逆變電源因功率因數高、電源容量大、焊接效果好[1-2]等特點，在造船、壓力容器、橋梁、起重機械、冶金機械等行業(yè)得到了廣泛應用。目前弧焊逆變器已成為弧焊電源的主流產品[3]。以絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)作為逆變回路的主要開關器件，采用基于脈寬調制(PWM)控制技術，能有效提高弧焊電源的控制精度，提高系統響應速度，使焊接效果更好。與常規(guī)焊條電弧焊電源、氣體保護焊電源相比，埋弧焊電源輸出功率大，輸出電流可高達1 250 A[4]。輸出電流越大，逆變回路中通過IGBT的電流就會越大，逆變主回路中流過IGBT的電流幅值可達到250 A。在較大的電流等級下，IGBT安全運行便成為系統可靠工作的關鍵。

IGBT可靠工作除正常的驅動功能外，必須考慮如何進行IGBT短路保護處理。為有效而可靠的解決IGBT短路保護問題，國內外的研究學者和企業(yè)也設計出了一些新的驅動保護方案和測試方案[5-7]。但這些方案大部分都是由分立元件搭建而成，電路復雜，大量的器件堆積導致IGBT驅動器的體積較大，空間寄生電容大。因驅動器的副邊與IGBT直接聯系，IGBT的集電極C和發(fā)射極E之間的電壓Uce跳變，會通過驅動器的原副邊寄生電容及空間的寄生電容產生共模電流。

在驅動器設計中，難免會出現電路布局不對稱，參數精度不一致，溫度升高時元器件參數變化不一致等情況。流經驅動器的共模電流會因此轉為差模電流，影響電路工作狀態(tài)。共模電流越大，其轉換為差模干擾的幅度就越大，這會干擾驅動器正?？煽抗ぷ骰蚴苟搪繁Ｗo失效。

針對上述問題，對埋弧焊機中全橋逆變回路的IGBT短路模式進行了分析，并針對性的設計出一款IGBT驅動器。試驗結果驗證了該驅動器能可靠的完成IGBT短路保護，有一定的工程應用價值。

1 主電路中IGBT短路模式分析

從傳統的電壓源換流器電路拓撲來看，IGBT的短路模式主要分為上下橋臂直通、橋臂相間短路和橋臂對地短路3種[8]。當橋臂直通時，由于IGBT模塊內部的寄生電感極小，電感量的大小在nH級，所以短路電流Isc上升很快，短路發(fā)生在IGBT由關斷狀態(tài)剛進入到開通狀態(tài)，Isc迅速上升到一定數值，Uce由母線電壓剛下降一點，又迅速上升到母線電壓，Uce迅速上升的過程為IGBT退飽和的過程，此類短路為Ⅰ類短路[8-9]。

Ⅰ類短路情況非常惡劣，在IGBT短路及保護的過程中主要有以下危險：

(1)短路電流很大，一般為額定電流的4倍，如果過快的關斷,會使電流變化率較高。因母線回路存在雜散電感，會在IGBT兩端產生較大的關斷尖峰電壓，損壞IGBT模塊。

(2)雖然IGBT允許最大短路時間有10 μs,如果短路保護的時間過長，會使得IGBT退飽和后的持續(xù)時

間延長，導致IGBT既承受母線電壓，又流過短路電流，熱積累會迅速上升，IGBT內芯存在被熱擊穿的風險。

(3)在短路保護關斷的過程中，電流的變化率(dIsc/dt)很高，IGBT的集電極C和發(fā)射極E之間的電壓變化率dUce/dt也很高。如果驅動器抗干擾能力差，會導致IGBT剛關斷不久，IGBT驅動器因受到干擾而發(fā)出錯誤信號，IGBT又一次被重新開通，出現炸管。

圖1為大功率逆變埋弧焊機主電路原理圖。逆變主電路采用全橋逆變結構，以提供埋弧焊所需的功率。整個電路主要原件由主電容Cbus、4個逆變開關管(IGBT1，IGBT2，IGBT3，IGBT4)、IGBT模塊驅動器1(Driver1)、IGBT模塊驅動器2(Driver2)、變壓器Tr、副邊快恢復二極管(D1，D2)和負載電感L組成。其中，Ls為原邊主回路寄生電感，電感量大小一般為nH級。兩塊驅動器提供全橋逆變電路主開關IGBT模塊所需的驅動信號。

圖1 埋弧焊全橋逆變主電路原理圖

在該全橋逆變電路中，若短路發(fā)生會存在以下3種情況：第一種為上下橋臂直通，即驅動信號發(fā)錯，導致IGBT1和IGBT2直通，或者IGBT3和IGBT4直通。此類短路情況屬于上述的Ⅰ類短路。

第二種為橋臂中點對地短路，即圖1中A點或者B點脫落與機殼搭接，發(fā)生短路。此時，變壓器原邊與主電路脫離，原邊繞組呈現為導線，電感量幾乎為零。此情況也屬于Ⅰ類短路。

第三種情況為相間短路。在實際電路中，若圖1中逆變橋臂的A，B兩點被某外界導體直接連接，會發(fā)生此種情況?；蛞驗槔鋮s系統故障，焊機機箱內溫度迅速升高，埋弧焊原邊電流又很大，從而導致變壓器磁芯發(fā)生飽和，而變壓器飽和后繞組相當于導線，即直接連接A，B兩點。因IGBT1和IGBT4的驅動信號存在同時為高電平的時間段，此時IGBT1和IGBT4同時開通，

可等效為橋臂的直通。所以此情況仍屬于Ⅰ類短路。

通過前述對Ⅰ類短路風險分析及大功率埋弧焊中全橋逆變回路中的短路模式分析可知,在IGBT驅動器的短路保護功能設計中，需采取措施減緩短路電流的變化率，降低關斷電壓尖峰,減小短路保護時間，降低熱積累；減小驅動器寄生電容，提高抗干擾性，依此提高IGBT的驅動器短路保護能力及整個逆變系統的可靠性。

2 驅動器短路保護與抗干擾設計

2.1 驅動器信號傳遞與短路保護設計

在驅動信號傳遞和隔離的設計中，通常會采用變壓器和光耦兩種方案來完成。文中采用HCPL-361J作為信號傳遞和保護的主要元件，它是一款IGBT門極驅動光耦合器，其內部集成電壓欠飽和檢測電路及故障狀態(tài)反饋電路[10]，具有IGBT退飽和檢測與保護功能。文獻[11-12]對IGBT短路檢測提到6種方法，文中結合HCPL-361J芯片設計退飽法來檢測IGBT的短路故障，為驅動電路的可靠性提供了保障。利用該芯片一方面可避免分立元件搭建電路，驅動器體積會減小，從而減小了驅動器與空間的寄生電容；另一方面，HCPL-361J芯片的輸入與輸出寄生電容為1.3 pF，與驅動信號采用變壓器的傳遞方案相比，驅動器的原、副邊之間的寄生電容大大減小。整個驅動器的空間寄生電容和原、副邊之間的寄生電容都減小后，流過驅動器的共模電流就會減小，從而提高驅動器的抗干擾能力。

圖2為變流器中IGBT模塊上管驅動原理圖，IGBT模塊下管驅動原理與之相同。圖2中驅動信號的傳輸和保護信號的處理，由驅動芯片HCPL-316J完成。上管的驅動信號由驅動芯片原邊1號引腳進入，由副邊的11號腳輸出。輸出信號經NPN三極管Q3和PNP三極管Q4組成的推挽放大電路，將其提高至IGBT所需的驅動脈沖。放大后的驅動信號，通過由穩(wěn)壓管ZD2,ZD3,電阻R27所組成的IGBT門極驅動電路，控制IGBT開通和關斷。IGBT的過流和短路檢測信號，由IGBT的集電極C引出，經過D6，R21和C40組成的電路，送至HCPL-361J的14號腳中。逆變器運行中若發(fā)生IGBT短路，芯片內部的電流源會對電容C40充電，當充電至芯片內部參考電壓7 V后，芯片自動封閉PWM脈沖，同時進行軟關斷處理，完成IGBT的過流檢測與保護。當短路被檢測到后，故障信號會通過芯片的6號腳輸出。 R13為故障信號輸出上拉電阻，驅動電路正常工作時 6 號腳輸出高電平，一旦檢測到短路，則輸出低電平信號反饋給控制系統，封鎖所有IGBT模塊的驅動信號。電路中R40，C42實現IGBT軟關斷功能，保證在短路發(fā)生后減小電流變化率，從而減小關斷電壓尖峰。

圖2 IGBT模塊上管驅動原理圖

在驅動電路中，隔離變壓器副邊繞組輸出的電壓VCC2提供HCPL-316J的工作電壓。電壓VCC2經過電壓調整芯片U2，轉換為IGBT所需的+15 V開通電壓和-10 V的關斷電壓，保證IGBT模塊正常開通和可靠關斷。同時,利用芯片自帶的欠壓保護功能，完成驅動器整體的欠壓保護。

2.2 電源隔離變壓器設計

在驅動電路設計中，因隔離帶來的原副邊寄生電容的大小將直接影響驅動器的抗干擾能力和可靠性。其中，驅動器電源變壓器的原副邊寄生電容占有很大比例。變壓器的設計應選擇合適的磁芯和合理的繞制工藝，從而減小原副邊的寄生電容。

2.2.1 變壓器參數計算

針對埋弧焊的大電流特點，設計主電路原邊流過功率管的額定電流為250 A。文中主回路采用Infineon公司的IGBT模塊(FF450R12ME4)作為主開關管來設計驅動器的功率，此IGBT額定工作電流為450 A，耐壓1 200 V。對于逆變焊接電源主電路，IGBT的開關頻率一般為20 kHz。驅動器的輸出功率可由以下經驗公式計算：

Pd=QgatefΔUgate

(1)

查閱模塊數據手冊Qgate=3.3 μC。文中設計驅動器提供+15 V,-10 V的開通和關斷電壓，則ΔU=30 V，帶入式(1)得Pd=1.65 W。

由于驅動電路中其余電路和芯片的正常工作，留出余量后，單路驅動電路功率設計為3 W，則變壓器提供兩路驅動功率時輸出功率Pout=6 W。因半橋電路具有防止變壓器直流偏磁的特點，文中設計原邊逆變電路拓撲為半橋結構，輸入直流電壓+15 V。考慮到開關電源主電路中開關管壓降，變壓器初級電壓Up設計為7 V。一般變壓器效率η取為0.95，變壓器原邊輸入電流為：

設計驅動器供電電源半橋主電路的開關頻率f=150 kHz，主電路中開關管開通的的最大占空比D=40%。考慮到副邊驅動側壓降，設計變壓器次級輸出電壓Us為30 V。則變壓器原副邊變比K值為：

(2)

取變壓器原副邊實際變比為2∶9。因半橋電路中變壓器傳遞正負矩形脈沖，其磁化曲線工作在一、四象限，則ΔB=2B，得：

(3)

(4)

式中，N為匝數；B為磁通密度；H為磁場強度；S為磁芯截面積；T為工作周期；D為占空比；μ為磁導率。

在保證所需功率和合理參數的前提下，需選擇體積較小，高磁導率且各參數隨溫度的升高變化小的磁芯，減小原副邊的匝數，并且減小原副邊寄生電容，提高驅動電路的抗干擾性。選擇MA070環(huán)形鐵氧體磁芯，其外徑為18 mm,內徑為10 mm,厚度為7 mm。根據數據手冊可知，Bs=440 mT，μ=7 000，S=27.2 mm2，lc=41.5 mm。取磁通密度B為1/3Bs，將以上各參數帶入式(4)，得N=2.51，取原邊匝數N1為3匝。根據式(2)，副邊兩組繞組N2，N3各取為13匝。

根據安培環(huán)路定律Ni=Hlc和式(3)可得電感：

(5)

式中，μ0為真空磁導率(4π×10-7H/m)，將各參數帶入式(5)得，原邊勵磁電感L=52 μH。勵磁電流為：

(6)

變壓器各繞組導線的截面積為：

(7)

(8)

根據上述計算，選擇銅導線線徑d為0.35 mm，外徑為0.55 mm的三層絕緣線繞制變壓器，其單線耐壓等級可到3 kV。

2.2.2 變壓器繞制工藝

電源變壓器設計中合理的繞制工藝可提高驅動器的抗干擾性。文獻[13]研究表明變壓器繞組間寄生電容除了與線圈層間距、層間絕緣材料以及繞線粗細有關外，與繞組繞制時正對的面積有很大關系。變壓器繞制有很多種方法，其中交錯繞制是比較常用的繞制方法，此方法原副邊緊密耦合能減小漏感，但原副邊繞組正對的面積變大，致使繞組間產生較大的寄生電容，寄生電容一般可達到15～30 pF[13-14]。

文中對選擇的環(huán)形變壓器各繞組采用分開繞制的工藝，圖3為環(huán)形變壓器繞制工藝示意圖和實體圖。原邊繞組P1～P2，副邊兩繞組S1～S2，S3～S4各自分開繞制，各繞組的匝與匝之間緊密繞制。這樣可減小正對面積，增大各繞組之間的距離，即減小了變壓器的原副邊寄生電容。經測試，其大小約為4 pF左右。

圖3 環(huán)形變壓器繞制示意圖和實體圖

3 試驗設計與結果

為了驗證驅動器的保護可靠性，設計了測試方案，搭建了測試平臺，完成了IGBT短路保護測試。圖4為IGBT短路保護試驗測試原理圖，其中，N為電網的零線;PE為地線;K為三相斷路器;D1為三相整流橋;R1為母線電容充電電阻;R2為放電電阻;Ls為直流母排及回路的雜散電感，IGBT通過直流母排接到電容的正、負端。開關電源給控制器和驅動器供電，控制器發(fā)出短路試驗所需的脈沖。

逆變焊接電源工作環(huán)境中通常存在大電流、高電壓、強電磁干擾等較為惡劣的干擾因素[15]。準確、可靠的測試是大功率逆變電源系統測試的難點。試驗設計通過將示波器經過隔離變壓器隔離后，用差分探頭測量IGBT的電壓Uce，普通探頭經過一個共模電感后測量IGBT門極驅動，門極驅動信號用雙絞線引出。設計方案隔斷了示波器與電網地回路的直接連接，測試表筆中加入了很高的共模阻抗，使得流經測試系統的共模電流大大減小。此方案能有效的避免因測量方法不合理而帶來的IGBT損壞，并可減小共模干擾對測試結果的影響，提高其準確性。

圖5為實際的短路試驗平臺，控制器是以DSP(TMS320F2812)為主核的控制系統。試驗主回路輸入電壓為三相交流380 V，提供能量的主電容Cbus容量為2.5 mF，耐壓1 000 V，通過給出10 μs的單脈沖，完成IGBT短路測試。

圖4 IGBT短路保護試驗測試原理圖

圖5 IGBT短路測試平臺

圖6為設計的基于HCPL-361J的驅動器短路試驗波形。圖6中縱坐標1，2，3分別為通道1(CH1)，通道2(CH2)，通道3(CH3)的零線。CH1為IGBT的Uce電壓波形，CH2為門極驅動波形，CH3為過流檢測信號電壓，即圖2中A點的電壓。在整個測試中，因為電流探頭量程有限，為避免損壞電流探頭，未對IGBT的短路電流進行測量。

t1時刻之前，Uce電壓為直流母線電壓 540 V；t1時刻，驅動脈沖達到IGBT的門檻電壓時，IGBT導通；t1～t2之間短路電流迅速上升并達到短路飽和電流，IGBT迅速退飽和。t2時刻，IGBT退出飽和區(qū)，Uce電壓再一次上升到母線電壓，從IGBT開通到IGBT退出飽和用時約2 μs。在此時間段內，圖2中A點的電壓上升；t3時刻，圖2中A點電壓達到參考電壓7 V，芯片關斷輸出脈沖，A點的電壓迅速下降到0 ；t4時刻，驅動關斷脈沖經過一段的延時后，門極電壓開始緩慢下降，開始完成軟關斷過程。與此同時IGBT的Uce產生電壓尖峰。原因是短路電流迅速下降，電流變化率dIsc/dt很大，在回路有雜散電感Ls上會感應出右正左負的電壓，幅值為ΔU=LsdIsc/dt并與直流母線電壓疊加到IGBT上。t5時刻，門極驅動電壓下降到IGBT門檻電壓以下，IGBT完全關閉，電壓尖峰也達到最高值，約850 V。因為設計中驅動器有軟關斷功能，t4～t5軟關斷用時1 μs左右，因此有效的減小了IGBT關斷電壓峰值。t5時刻之后，IGBT門極電壓緩慢下降到關斷的負壓，保證IGBT可靠關斷。

圖6 基于HCPL-361J的驅動器短路保護試驗波形

由整個分析可以看出，從t2時刻之前IGBT退飽和開始到t5時刻IGBT完全關閉，短路檢測、保護過程所用時間為5 μs，遠小于IGBT允許的10 μs短路時間。t4時刻IGBT開始軟關斷，IGBT的關斷電壓尖峰為850 V，小于IGBT的1 200 V電壓允許值。

圖7為Concept公司型號為2SC0106T驅動器短路保護試驗波形。圖7中縱坐標1，2為通道CH1，CH2的零線，通道CH1和通道CH2的零線完全重合。通道CH1為IGBT的Uce電壓波形，通道CH2為門極驅動波形。由圖7可以看出，在t1時刻IGBT開通到t2時刻IGBT完全退飽和期間，門極驅動波形發(fā)生了輕微的震

蕩。t2時刻IGBT完全退出飽和區(qū)到t3時刻門極開始關斷期間， IGBT的Uce電壓退飽和至直流母線電壓。這一時間段中短路電流(約為額定電流的4倍)與母線電壓的乘積會導致很大的損耗，IGBT內芯的溫度會很快升高。此段持續(xù)時間越長，IGBT內芯存在被熱擊穿的風險越大。在關斷的t3時刻開始到t4時刻，IGBT的門極驅動電壓下降速度較快，關斷電流的dIsc/dt很高，導致IGBT的關斷電壓尖峰達到1 000 V。從t2時刻之前IGBT退飽和開始到t4時刻IGBT完全關閉，短路檢測、保護過程用時9 μs左右，與IGBT允許的10 μs短路時間只有1 μs的裕量。

圖7 Concept(2SC0106T)驅動器短路保護試驗波形

試驗分析對比表明：①試驗設計能準確、清晰的測量出IGBT短路到保護關斷的整個過程；②設計的驅動器從IGBT短路后退飽和開始到保護結束用時5 μs左右，關斷時間短；Uce尖峰電壓到850 V，尖峰??；③IGBT在短路保護關斷之后未發(fā)生二次開通現象，短路保護功能可靠，驅動器抗干擾能力強。

4 結 論

(1)分析了全橋逆變埋弧焊主回路IGBT短路模式，其三種情況都可等效為橋臂直通。

(2)設計了一款基于HCPL-316J芯片的IGBT驅動器。該驅動器短路保護時間短，抗干擾能力強，簡單可靠。

(3)設計了大功率逆變器IGBT短路測試方案。該方案可避免因測量方法不合理所帶來的IGBT損壞風險，提高測試結果的可靠性和準確性。

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2016-09-24

TG432

付煒亮，1982年出生，碩士，工程師。主要從事逆變切割與焊接電源及其控制、焊接工藝與設備的研究及教學工作，已發(fā)表論文6篇，已授權專利4項。