采用3×3耦合器的分布反饋式光纖激光傳感器解調(diào)技術(shù)

毛 欣， 黃俊斌， 顧宏?duì)N

(海軍工程大學(xué) 兵器工程系， 湖北 武漢 430000)

采用3×3耦合器的分布反饋式光纖激光傳感器解調(diào)技術(shù)

毛 欣， 黃俊斌*， 顧宏?duì)N

(海軍工程大學(xué) 兵器工程系， 湖北 武漢 430000)

為了實(shí)現(xiàn)分布反饋式光纖激光傳感器(DFB FL)大動(dòng)態(tài)范圍、穩(wěn)定解調(diào)，建立了基于3×3耦合器的邁克爾遜干涉儀解調(diào)系統(tǒng)。對(duì)該系統(tǒng)所采用的對(duì)稱解調(diào)算法(NPS)和反正切解調(diào)算法進(jìn)行了深入研究。首先，介紹了基于3×3耦合器解調(diào)算法的原理及耦合器不對(duì)稱時(shí)的調(diào)校方法。接著，對(duì)干涉儀所需最小非平衡路徑長(zhǎng)度的選取與系統(tǒng)強(qiáng)度噪聲、激光器頻率噪聲的關(guān)系進(jìn)行了分析。最后，針對(duì)NPS算法與反正切算法最大可解調(diào)信號(hào)幅度進(jìn)行了分析對(duì)比，并研究了微分器對(duì)對(duì)稱解調(diào)方法解調(diào)范圍的影響。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：NPS算法動(dòng)態(tài)范圍高于反正切算法，微分器的幅頻特性不理想會(huì)減小解調(diào)動(dòng)態(tài)范圍。在采樣頻率為125 kHz、信號(hào)頻率為1 kHz、干涉儀非平衡路徑為100 m時(shí)，NPS算法與反正切算法的動(dòng)態(tài)范圍分別達(dá)到96 dB和 90 dB。用解調(diào)前調(diào)校的方法，基于3×3耦合的解調(diào)方法動(dòng)態(tài)范圍大，能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定解調(diào)，滿足工程應(yīng)用要求。

分布反饋式光纖激光傳感器； 3×3耦合器； 被動(dòng)零差解調(diào)

1 引 言

分布反饋式光纖激光傳感器(DFB FL)具有窄線寬和低強(qiáng)度噪聲的特點(diǎn)，使得其頻率分辨率高。被測(cè)物理量引起DFB FL波長(zhǎng)、強(qiáng)度、雙折射率等參數(shù)的變化，通過(guò)增敏封裝，DFB FL可作為高分辨率、高靈敏度傳感器[1]。同時(shí)，它具有體積小、易于波分復(fù)用組陣、抗電磁干擾等優(yōu)點(diǎn)，已成為光纖傳感技術(shù)重要的發(fā)展方向[2]。目前，國(guó)內(nèi)外主要利用干涉解調(diào)法對(duì)DFB FL傳感器進(jìn)行解調(diào)[2-5]，光波波長(zhǎng)變化被轉(zhuǎn)化為干涉信號(hào)光強(qiáng)信號(hào)的相位變化，不同于壓電傳感器，這種非線性的調(diào)制方式需要用合適的解調(diào)方法恢復(fù)待測(cè)信號(hào)，解調(diào)方法主要分為外差法和零差法[6]。外差法的光路、解調(diào)較復(fù)雜，現(xiàn)在應(yīng)用較少。相位生成載波解調(diào)技術(shù)(PGC)是應(yīng)用最廣泛的零差法，其優(yōu)點(diǎn)是干涉儀構(gòu)造簡(jiǎn)單、受耦合器參數(shù)變化和低頻噪聲影響小。缺點(diǎn)是低通濾波器的非理想截止特性要求載波頻率越高越好，而載波頻率受到壓電陶瓷(PZT)元件的限制，限制了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍[7]。與PGC解調(diào)相比，基于3×3耦合器的解調(diào)不需要引入載波，大大降低了系統(tǒng)解調(diào)復(fù)雜度和采樣率要求，增大了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，進(jìn)行傳感器陣列信號(hào)解調(diào)時(shí)，在硬件的開銷上具有優(yōu)勢(shì)。然而，矛盾總是相互轉(zhuǎn)化的， 3×3耦合器的分光比和相位特性受到輸入光偏振態(tài)及溫度等因素的影響，不能做到完全對(duì)稱，給解調(diào)帶來(lái)一定影響。在這方面，國(guó)內(nèi)外有許多研究人員進(jìn)行了分析和算法優(yōu)化[2,8]，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證取得了較好的效果。2002年，Todd對(duì)其在1999年提出的反正切法進(jìn)行了改進(jìn)，該算法具有運(yùn)算簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，通過(guò)調(diào)校，消除了分光比和相差不穩(wěn)定帶來(lái)的影響[2]。2008年，何俊根據(jù)光纖耦合器的散射矩陣，推導(dǎo)了基于3×3耦合器的邁克爾遜干涉儀輸出相差的表達(dá)式，采用分光比較均勻的3×3耦合器，測(cè)得輸出相位差與120°理想值偏差在1°以內(nèi)[9]。2013年，張曉峻分析了在分光比相同的情況下，相差為10°時(shí)解調(diào)輸出的失真情況。經(jīng)過(guò)積分后，即使存在一定的相位偏差，基于3×3耦合器的NPS算法解調(diào)結(jié)果也不受影響[10]。以上分析表明，基于3×3耦合器的解調(diào)方法在DFB FL傳感器的陣列信號(hào)解調(diào)上極具前景。本文對(duì)基于3×3耦合器的NPS算法和反正切法在數(shù)字實(shí)現(xiàn)時(shí)的解調(diào)范圍、干涉儀非平衡長(zhǎng)度的選取、數(shù)字微分器對(duì)解調(diào)范圍的影響等重要問(wèn)題進(jìn)行了深入研究。結(jié)果表明：NPS算法動(dòng)態(tài)范圍高于反正切算法，微分器的幅頻特性不理想會(huì)減小解調(diào)動(dòng)態(tài)范圍。在采樣頻率125 kHz、信號(hào)頻率1 kHz、干涉儀非平衡路徑100 m時(shí)，NPS算法與反正切算法的動(dòng)態(tài)范圍分別達(dá)到96 dB和 90 dB。用解調(diào)前調(diào)校的方法，基于3×3耦合的解調(diào)方法動(dòng)態(tài)范圍大，能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定解調(diào)，滿足工程應(yīng)用要求。

2 基于3×3耦合器的解調(diào)方法

3×3耦合器構(gòu)成的邁克爾遜干涉儀如圖1所示。

圖1 基于3×3耦合器的DFB FL傳感器解調(diào)系統(tǒng)

Fig.1 Demodulation system of DFB FL sensor based on 3×3 coupler

對(duì)于完全對(duì)稱的3×3耦合器，其3路輸出光信號(hào)經(jīng)光電探測(cè)器轉(zhuǎn)換后，彼此形成120°的相位差，可表示為

(1)

其中

(2)

Δν為探測(cè)信號(hào)引起的DFB FL頻率變化，φ(t)為頻率變化經(jīng)干涉儀轉(zhuǎn)化后的相位變化，I0為平均光強(qiáng)，n為纖芯折射率，l為干涉儀兩臂的臂長(zhǎng)差，a為干涉條紋對(duì)比度。a與干涉光的偏振態(tài)有關(guān)，在采用法拉第旋轉(zhuǎn)鏡的邁克爾遜干涉儀中，干涉儀兩臂引入的偏振態(tài)變化被消除，干涉條紋對(duì)比度近似為1。實(shí)際應(yīng)用中，3×3耦合器的傳輸矩陣受輸入光的偏振態(tài)、溫度等變化影響，分光比、相差隨之改變，不能做到完全的理想對(duì)稱[11]，其輸出具有以下一般形式：

該變化通常為一緩變量，可通過(guò)定期參數(shù)調(diào)校，計(jì)算出Dn、En，將其化為完全對(duì)稱的形式。已知的調(diào)校方法有兩種：一是通過(guò)給干涉儀一臂的PZT加載一個(gè)幅度足夠大的正弦信號(hào)，PZT使干涉儀臂長(zhǎng)差被調(diào)制，輸出光強(qiáng)形成相位變化大于2π的信號(hào)[2]，此時(shí)有：

(4)

另一種方法是利用最小二乘法，對(duì)每對(duì)Dn、En構(gòu)成的李薩如圖進(jìn)行橢圓參數(shù)估計(jì)，再利用橢圓參數(shù)將其反解出來(lái)[12]。

開環(huán)解調(diào)算法都是通過(guò)干涉儀產(chǎn)生sinφ、cosφ兩路正交分量來(lái)解調(diào)目標(biāo)信號(hào)，從對(duì)稱型和正交型耦合器的輸出中都能通過(guò)簡(jiǎn)單的運(yùn)算得到[6]。 耦合器解調(diào)包括兩大類：微分交叉相乘法和反正切法[6]。利用耦合器的2路或3路輸出信號(hào)的解調(diào)方法原理相同，都能正確解調(diào)。雖然利用3路輸出信號(hào)的解調(diào)方法在運(yùn)算上稍復(fù)雜，但是其自動(dòng)增益控制電路能夠消除光強(qiáng)波動(dòng)的影響。因此，下面以基于3路輸出的NPS算法和反正切算法為代表進(jìn)行分析。

2.1 利用3路輸出的NPS和反正切法原理

1991年，Brown提出了NPS算法[13]，其解調(diào)原理如圖2所示。利用3路對(duì)稱信號(hào)之和消去直流分量，然后進(jìn)行微分交叉相乘并相加，再除掉3路信號(hào)平方相加之和，可以消除強(qiáng)度波動(dòng)帶來(lái)的影響，得到目標(biāo)信號(hào)的導(dǎo)數(shù)，最后通過(guò)積分得到輸出信號(hào)?；趯?duì)稱3×3耦合器3路輸出的反正切解調(diào)算法由Todd在1999年提出[14]，該算法運(yùn)算簡(jiǎn)單，不需復(fù)雜的微分、積分電路，通過(guò)求解反正切函數(shù)，就可解調(diào)出相位信號(hào)，其表達(dá)式如下：

(5)

圖2 NPS解調(diào)算法框圖

2.2 NPS和反正切法動(dòng)態(tài)范圍

2.2.1 最小可解調(diào)信號(hào)

DFB FL傳感器解調(diào)系統(tǒng)的帶寬通常要求為傳感器工作帶寬的5～50倍[1]，因此，解調(diào)系統(tǒng)需要大的動(dòng)態(tài)范圍。動(dòng)態(tài)范圍由系統(tǒng)最小可分辨信號(hào)和最大可解調(diào)信號(hào)共同決定。DFB FL傳感器能做到高精度傳感的一個(gè)重要原因是，它可以不受系統(tǒng)強(qiáng)度噪聲的影響。這是由于增敏封裝后，DFB FL的波長(zhǎng)靈敏度很高，而自身頻率噪聲很小。增大干涉儀的臂長(zhǎng)差時(shí)，由公式(2)可知，自身頻率噪聲導(dǎo)致的相位噪聲和解調(diào)系統(tǒng)靈敏度將同時(shí)增加。當(dāng)該相位噪聲大于系統(tǒng)強(qiáng)度噪聲引起的相位噪聲時(shí)，解調(diào)系統(tǒng)的最小可探測(cè)信號(hào)將完全由激光器的頻率噪聲決定。要令頻率噪聲轉(zhuǎn)化的相位噪聲大于系統(tǒng)噪聲，則必須滿足[15]：

(6)

其中，Δνrms為激光器頻率噪聲，c為真空中光速，φmin為系統(tǒng)相位噪聲，故有：

(7)

系統(tǒng)強(qiáng)度噪聲引起的相位噪聲可以通過(guò)測(cè)量干涉儀非平衡長(zhǎng)度為0時(shí)的系統(tǒng)噪聲得到，此時(shí)DFB FL的頻率噪聲與相位噪聲的轉(zhuǎn)化系數(shù)為0。在選擇干涉儀的臂長(zhǎng)差時(shí)，應(yīng)在此基礎(chǔ)上稍留余量，但不能任意增加。這是由于靈敏度隨著干涉儀非平衡長(zhǎng)度的增加而增加，而系統(tǒng)最大可解調(diào)信號(hào)幅度不變，解調(diào)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍會(huì)隨之減小。

2.2.2 最大可解調(diào)信號(hào)

基于3×3耦合器的解調(diào)方法不需要載波，動(dòng)態(tài)范圍不受載波頻率限制。A/D采樣率是限制解調(diào)范圍的主要原因。在解調(diào)大數(shù)量的陣列信號(hào)時(shí)，采樣率越高則硬件開銷越大。分析采樣率與系統(tǒng)最大可解調(diào)信號(hào)的關(guān)系，有助于確定合理的采樣率范圍。假設(shè)φ(t)為一幅度為C、角頻率為ωs的單頻信號(hào)φ(t)=Ccos(ωst)，將式(1)中的干涉信號(hào)按貝塞爾函數(shù)展開有：

cos(2kωst)]cos[2(n-1)pi/3]+

(8)

式中，Jk(C)為k階第一類貝塞爾函數(shù)。由展開式知，干涉信號(hào)由傳感信號(hào)的各次諧波組成，這種調(diào)制方式是非線性的。在不采用載波而直接由干涉信號(hào)解調(diào)的方法中，各諧波分量對(duì)解調(diào)皆為有用量。根據(jù)貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)，當(dāng)k>C+1時(shí)，Jk(C)恒小于0.1，此時(shí)，忽略k階以上的分量，即保留C+1階以下分量，信號(hào)質(zhì)量可以滿足工程應(yīng)用要求[16]。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，有

(9)

因此，當(dāng)采樣率為fT、信號(hào)頻率為fs時(shí)，基于微分交叉相乘的NPS解調(diào)方法能解調(diào)的信號(hào)的最大幅度需滿足式(9)。對(duì)于反正切法，當(dāng)相位在一個(gè)采樣間隔內(nèi)變化超過(guò)π/2，即跨越整個(gè)象限時(shí)，解調(diào)結(jié)果會(huì)出現(xiàn)跳變，產(chǎn)生噪聲和失真。據(jù)此，可得

(10)

式中，Δt為采樣間隔。對(duì)于幅度為C、頻率為fs的單頻信號(hào)，有

(11)

將式(11)代入(10)，可以得到反正切法采樣率需滿足的關(guān)系式：

fT>4Cfs，

(12)

由式(12)和(9)可知，當(dāng)C>0.5時(shí)，在信號(hào)頻率及幅度相同的情況下，反正切法所需要的采樣頻率高于NPS所需要的采樣頻率。因此，在采樣率相同的情況下，NPS動(dòng)態(tài)范圍更大。在實(shí)際應(yīng)用中，解調(diào)信號(hào)通常為帶寬信號(hào)，計(jì)算出所需信號(hào)的帶寬后，可以根據(jù)式(12)和(9)確定采樣率。令輸入信號(hào)φ(t)頻率為1 kHz，采樣頻率為100 kHz，當(dāng)輸入信號(hào)幅度C不同時(shí)， 反正切法與NPS法解調(diào)輸出信號(hào)的幅度失真、相關(guān)系數(shù)、諧波失真情況如圖3所示。在NPS算法的數(shù)字解調(diào)中，微分運(yùn)算由濾波器去實(shí)現(xiàn)，為了進(jìn)一步簡(jiǎn)化運(yùn)算，有采用直接相減的辦法來(lái)近似求微分[17]。這種方法縮小了可解調(diào)信號(hào)的頻率范圍和幅度，這里也做一下對(duì)比，記為NPSS。從圖3中可知，相關(guān)系數(shù)、幅度失真、諧波失真三者的惡化速度不相同，幅度失真惡化速度最快。若以幅度誤差1%、諧波失真1%、相關(guān)系數(shù)1%為上限，NPS、NPSS、反正切法可解調(diào)最大幅度分別為43，5，25 rad。由此可以看出最大可解調(diào)信號(hào)的幅度與采樣頻率和信號(hào)頻率的關(guān)系：對(duì)于NPS算法，該值大致滿足式(9)，這可能是由于微分濾波器在截止頻率附近不理想的幅頻特性導(dǎo)致的；對(duì)于反正切算法，該值恰好滿足式(12)。圖4為NPSS采用的相減近似求微分產(chǎn)生的系統(tǒng)函數(shù)的幅頻特性。隨著頻率的增大，它與理想微分濾波器的幅度偏差增大，幅度失真增大，這導(dǎo)致其最大可解調(diào)信號(hào)幅度最小，只有5 rad。

圖3 輸入不同幅度信號(hào)時(shí)，NPS、NPSS和反正切法解調(diào)性能對(duì)比。采樣頻率:100 kHz；信號(hào)頻率:1 kHz。(a)輸出信號(hào)幅度失真；(b)輸出信號(hào)諧波失真；(c)輸出輸入信號(hào)相關(guān)系數(shù)。

Fig.3 NPS, NPSSand arctangent demodulation method performance comparison of different input signal amplitude. Sampling frequency: 100 kHz. Signal frequency: 1 kHz. (a) Amplitude distortion. (b) Harmonic distortion. (c) Correlation coefficient.

圖4 微分濾波器的幅頻特性 Fig.4 Amplitude-frequency characteristics of differential filter

3 實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證基于3×3耦合器的反正切法、NPS法和NPSS法的動(dòng)態(tài)范圍，進(jìn)行了模擬水聲信號(hào)測(cè)試解調(diào)。通過(guò)在PZT上加載電壓驅(qū)動(dòng)信號(hào)，改變干涉儀的非平衡路徑長(zhǎng)度產(chǎn)生相差信號(hào)。 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)如圖1所示，980 nm泵浦激光器的光經(jīng)過(guò)980/1 550 nm波分復(fù)用器(WDM)注入給DFB FL。DFB FL的輸出光再次經(jīng)過(guò)WDM后，經(jīng)過(guò)隔離器(消除瑞麗散射和反射)后傳輸至干涉儀。干涉儀中的3×3耦合器的3路輸出信號(hào)由光電探測(cè)器接收，經(jīng)A/D采樣后送給PC機(jī)解調(diào)。對(duì)于3×3耦合器分光比不對(duì)稱的情況，通過(guò)給PZT加載一相位幅度大于π的正弦信號(hào)，計(jì)算各系數(shù)后進(jìn)行一次調(diào)校[2]。首先，測(cè)試干涉儀非平衡路徑為0時(shí)的系統(tǒng)噪聲，測(cè)試環(huán)境為深夜較安靜時(shí)，系統(tǒng)采樣頻率為125 kHz，結(jié)果如圖5所示，約為10 μrad/Hz1/2。所用激光器的頻率噪聲約為20 Hz/Hz1/2，由式(7)算得，需要的干涉儀非平衡路徑約為16 m,實(shí)驗(yàn)室采用的干涉儀非平衡路徑為100 m，此時(shí)最小可探測(cè)相位由激光器頻率噪聲決定，約為60 μrad/Hz1/2，見(jiàn)圖6。

圖5 干涉儀為平衡路徑時(shí)，系統(tǒng)的相位噪聲。

給PZT加載1 kHz、2 V的正弦信號(hào)，干涉儀產(chǎn)生了幅度為5 rad的相位信號(hào)，此時(shí)解調(diào)結(jié)果如圖7(a) 所示，3種方法均能很好地解調(diào)出信號(hào)。在圖7(b)中，增加PZT電壓到10 V，相位信號(hào)幅度約為26 rad，此時(shí)反正切法與NPS法解調(diào)輸出正常，而采用相減近似微分的NPSS法有明顯幅度失真。在圖7(c)中，PZT電壓增加到11 V時(shí)，相位信號(hào)幅度達(dá)到28 rad，反正切法也出現(xiàn)了信號(hào)跳變。在圖7(d)中，當(dāng)PZT電壓增加到19 V、相位信號(hào)幅度達(dá)到49 rad時(shí)，反正切法和NPSS均失真嚴(yán)重，而NPS法仍解調(diào)良好，其解調(diào)信號(hào)功率譜如圖8所示，諧波失真為-51 dB。 因此，NPS最大可解調(diào)信號(hào)幅度超過(guò)49 rad，反正切法達(dá)到26 rad，NPSS達(dá)到5 rad，相比理論有所減小，這可能是由于耦合器的3路輸出不能做到完全對(duì)稱引起的。由系統(tǒng)在100 m干涉儀非平衡路徑的最小可探測(cè)相位可算得，當(dāng)采樣頻率為125 kHz時(shí)，在1 kHz處，3種解調(diào)方法的動(dòng)態(tài)范圍分別達(dá)到96，90，78 dB。

圖6 干涉儀非平衡長(zhǎng)度為100 m時(shí)，系統(tǒng)的相位噪聲。

Fig.6 Phase noise of system using a interferometer with a 100 m unbalanced length

圖7 PZT加載不同幅度信號(hào)的解調(diào)結(jié)果。采樣頻率: 125 kHz；信號(hào)頻率:1 kHz。(a)C=5 rad；(b)C=26 rad；(c)C=28 rad；(d)C=49 rad。

Fig.7 Demodulation result of different PZT loaded. Sampling frequency: 125 kHz; signal frequency: 1 kHz. (a)C=5 rad. (b)C=26 rad. (c)C=28 rad. (d)C=49 rad.

圖8 輸入信號(hào)幅度為49 rad時(shí)，解調(diào)信號(hào)的功率譜。

Fig.8 Power spectrum of the demodulated signal with the input amplitude of 49 rad

4 結(jié) 論

在用PZT模擬傳感信號(hào)解調(diào)時(shí)，NPS法的動(dòng)態(tài)范圍大于反正切法，這是在數(shù)字微分器采用數(shù)字濾波器逼近模擬濾波器的基礎(chǔ)上獲得的，增加了算法的計(jì)算量。采用直接相減近似微分的NPSS方法的動(dòng)態(tài)范圍大大減小。當(dāng)需要并行處理數(shù)量巨大的傳感器陣列時(shí)，算法的復(fù)雜度直接關(guān)系到硬件的開銷。反正切法不需要微分、積分步驟，但在進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理時(shí)，仍需要綜合考慮求解反正切函數(shù)的硬件開銷及精度。在采用PZT模擬解調(diào)時(shí)，即使不采用實(shí)時(shí)調(diào)校，基于3×3耦合器的解調(diào)仍然輸出穩(wěn)定，動(dòng)態(tài)范圍大，能滿足工程應(yīng)用要求。

[1] HJLL D J, NASH P J, JACKSON D A. Fiber laser hydrophone array [J].SPIE, 1999:3860.

[2] TODD M D, SEAVER M, BUCHOLTRZ F. Improved, operationally-passive interferometric demodulation method using 3×3 coupler [J].Electron.Lett., 2002, 38(15):784-786.

[3] FOSTER S, TIKHOMIROV A, HARRISON J,etal.. Field demonstration of an 8-element fibre laser hydrophone array [C].ProceedingsofThe23rdInternationalConferenceonOpticalFiberSensors,Santander,Spain, 2014:9157.

[4] KOO K P, KERSEY A D. Bragg grating-based laser sensors systems with interferometric interrogation and wavelength division multiplexing [J].J.LightwaveTechnol., 1995, 13(7):1243-1248.

[5] LI R Z, WANG X B, HUANG J B,etal.. Spatial-division-multiplexing addressed fiber laser hydrophone array [J].Opt.Lett., 2013, 38(11):1909-1911.

[6] CHIU B, HASTINGS M C. Digital demodulation for passive homodyne optical fiber interferometry based on a 3×3 coupler [C].ProceedingsofTheFiberOpticandLaserSensorsⅫ,SanDiego,CA, 1994:2292.

[7] LIU Y, WANG L W, TIAN CH D,etal.. Analysis and optimization of the PGC method in all digital demodulation systems [J].J.LightwaveTechnol., 2008, 26(18):3225-3233.

[8] 馮磊, 肖浩, 張松偉, 等. 基于3×3耦合器的光纖光柵激光傳感系統(tǒng)波長(zhǎng)解調(diào)方案的改進(jìn) [J]. 中國(guó)激光, 2008, 35(10):1522-1527. FENG L, XIAO H, ZHANG S W,etal.. Improvement of wavelength interrogation for fiber bragg grating laser sensor system based on 3×3 couplers [J].Chin.J.Lasers, 2008, 35(10):1522-1527. (in Chinese)

[9] 何俊, 肖浩, 馮磊, 等. 基于3×3耦合器的邁克耳孫干涉儀相位特性分析 [J]. 光學(xué)學(xué)報(bào), 2008, 28(10):1867-1873. HE J, XIAO H, FENG L,etal.. Analysis of phase characteristics of fiber michelson interferometer based on a 3×3 coupler [J].ActaOpt.Sinica, 2008, 28(10):1867-1873. (in Chinese)

[10] 張曉峻, 康崇, 孫晶華. 3×3光纖耦合器解調(diào)方法 [J]. 發(fā)光學(xué)報(bào), 2013, 34(5):665-671. ZHANG X J, KANG C, SUN J H. Demodulation method based on the 3×3 optical fiber coupler [J].Chin.J.Lumin., 2013, 34(5):665-671. (in Chinese)

[11] SCHLIEP F. Nonideal behaviour of singlemode fibre-optic 3×3 directional couplers [J].Electron.Lett., 1995, 31(17):1496-1498.

[12] LIU T T, CUI J, CHEN D S,etal.. A new demodulation technique for optical fiber interferometric sensors with [3×3] directional couplers [J].Chin.Opt.Lett., 2008, 6(1):12-15.

[13] BROWN D A, CAMERON C B, KEOLIAN R M,etal.. Symmetric 3×3 coupler-based demodulator for fiber optic interferometric sensors [C].ProceedingsofTheFiberOpticandLaserSensorsIX,Boston, 1991:1584.

[14] TODD M D, JOHNSON G A, CHANG C C. Passive, light intensity-independent interferometric method for fibre Bragg grating interrogation [J].Electron.Lett., 1999, 35(22):1970-1971.

[15] FOSTER S, TIKHOMIROV A, VAN VELZEN J,etal.. Recent advances in fibre optic array technologies [C].ProceedingsofAcoustics2012,Fremantle,Australia, 2012.

[16] 張雅彬. 光纖水聽器對(duì)各種信號(hào)解調(diào)特性研究 [D]. 哈爾濱: 哈爾濱工程大學(xué), 2009. ZHANG Y B.ResearchonTheDemodulationFeaturestoDifferentTypesofSignalsforFiberHydrophone[D]. Harbin: Harbin Engineering University, 2009. (in Chinese)

[17] 劉暢. 3×3耦合器解調(diào)方法研究與實(shí)現(xiàn) [D]. 哈爾濱: 哈爾濱工程大學(xué), 2012. LIU C.ResearchandRealizeonDemodulationSystemBasedonThe3×3Coupler[D]. Harbin: Harbin Engineering University, 2012. (in Chinese)

毛欣(1988-)，女，湖南常德人，博士研究生，2013年于海軍工程大學(xué)獲得碩士學(xué)位，主要從事光纖傳感技術(shù)的研究。

E-mail: 1603422658@qq.com

黃俊斌(1965-),男，湖南湘潭人，研究員，博士生導(dǎo)師，2010年于武漢理工大學(xué)獲得博士學(xué)位，主要從事光纖傳感技術(shù)的研究。

E-mail: Tsyj98@163.com

Demodulation Technology of Distributed Feedback Fiber Laser Sensor Based on 3×3 Coupler

MAO Xin, HUANG Jun-bin*, GU Hong-can

(DepartmentofWeaponryEngineering,NavalUniversityofTechnology,Wuhan430000,China)

The 3×3 coupler-based Michelson interference demodulation system was established to achieve a stable demodulation of distributed feedback optical fiber laser sensor (DFB FL) in a wide dynamic range. The symmetric demodulation algorithm (NPS) and arctangent demodulation algorithm used in this system were in-depth researched. Firstly, the theory of the 3×3 coupler-based demodulation algorithm and calibration method used in asymmetry coupler were presented. Secondly, the selection of minimum unbalanced interferometer path length, as well as the relation of system noise and frequency noise of laser were analyzed. Next, the amplitude of the maximum demodulated signal of NPS and the arctangent algorithm were compared. At last, the effect of differentiator on the dynamic range of NPS method was analyzed. The experiment results show that the dynamic range of NPS method is wider than that of arctangent algorithm, and a bad amplitude-frequency characteristic of differentiator will narrow the dynamic range of demodulation. The dynamic range of NPS algorithm and arctangent algorithm reaches to 96 dB and 91 dB respectively when the sampling frequency is 125 kHz, signal frequency is 1 kHz, and interferometer’s unbalanced length is 100 m. By applying calibration before demodulation, the 3×3 coupler-based demodulation methods may produce a large dynamic range, which can achieve a stable demodulation and meet the requirements of engineering application.

distributed feedback optical fiber laser(DFB FL) sensor; 3×3 coupler; passive homodyne demodulation

2016-09-06；

2016-12-15

粵港關(guān)鍵領(lǐng)域重點(diǎn)突破項(xiàng)目(2004A10403021)； 廣東省攻關(guān)計(jì)劃(2006A10401006)資助項(xiàng)目 Supported by Key Breakthrough Projects of Key Areas of Guangdong and Hong Kong(2004A10403021); Guangdong Provincial Research Program(2006A10401006)

1000-7032(2017)03-0395-07

TN253; TP212.14

A

10.3788/fgxb20173803.0395

*CorrespondingAuthor,E-mail:Tsyj98@163.com