基于DSP的1 kW光伏并網(wǎng)逆變器設計

焦靜靜， 康明才， 張?zhí)m紅

(1. 南京理工大學 電子工程與光電技術學院， 南京 210094；2. 鹽城工學院 電氣工程學院， 江蘇 鹽城 224003)

基于DSP的1 kW光伏并網(wǎng)逆變器設計

焦靜靜1,2， 康明才1， 張?zhí)m紅2

(1. 南京理工大學 電子工程與光電技術學院， 南京 210094；2. 鹽城工學院 電氣工程學院， 江蘇 鹽城 224003)

提出了一種以DSP28335為主控核心的1 kW光伏并網(wǎng)逆變器設計方案，逆變器采用兩級式拓撲結構進行DC/AC轉換，其中前級采用非隔離型耦合電感式倍壓Boost變換器，該結構電壓增益高且電路損耗小。對逆變器基于PI調節(jié)的雙閉環(huán)控制策略進行了說明,并介紹了硬件電路以及軟件的設計過程。實驗結果驗證了設計參數(shù)和控制方法的正確性與可靠性。

光伏逆變器； 耦合電感； 雙閉環(huán)； 數(shù)字信號處理器

0 引 言

隨著經濟不斷發(fā)展，太陽能作為潔凈能源并網(wǎng)發(fā)電技術成為現(xiàn)階段研究熱點[1]。由于分布式逆變器光伏組件少，通常采用兩級式拓撲結構將低壓直流轉換為與電網(wǎng)同頻同相的交流電?？紤]到逆變器成本以及系統(tǒng)復雜度，本文采用一種非隔離型耦合電感式倍壓Boost變換器將低壓直流轉換為高壓直流，相對傳統(tǒng)boost拓撲結構，避免了開關管工作在極限占空比下，提高了電壓增益和效率并降低了功率器件的損耗[2]。后級采用全橋逆變電路，濾波電路采用LC濾波方式?？刂骗h(huán)節(jié)采用基于PI調節(jié)的雙閉環(huán)電壓電流瞬時值控制，該控制方式實現(xiàn)簡單、動態(tài)響應快、跟蹤性能良好[3-5]。本文介紹了并網(wǎng)逆變器主電路和控制電路的硬、軟件設計過程，搭建了一臺以DSP為控制核心的1 kW實驗樣機。實驗結果證明了該并網(wǎng)逆變器滿足設計指標，具有一定的實用價值和推廣價值。

1 逆變器總體設計

逆變器從整體結構上可以分為主電路和控制電路兩部分。主電路包括DC/DC升壓電路、DC/AC逆變電路、LC濾波電路以及并網(wǎng)開關電路。光伏陣列通過DC/DC升壓電路將48 V低壓直流轉換為380 V高壓直流，再對高壓直流進行逆變?yōu)V波得到交流電?？刂齐娐吠ㄟ^對主電路信號檢測產生PWM脈沖驅動功率開關管，濾波得到與電網(wǎng)同壓同頻同相的交流電輸送給公共電網(wǎng)。逆變器的總體設計框圖如圖1所示。

圖1 逆變器總體設計框圖

2 主電路設計

逆變器主電路拓撲結構如圖2所示。圖中：Ui為直流側輸入電壓；Uo為直流側輸出電壓；L1與L2分別為耦合電感的原邊和副邊，副邊與原邊的匝數(shù)比為N；D1為箝位二極管；D2為倍壓二極管；D3為續(xù)流二極管；C1為箝位電容；C2為倍壓電容；C3為支撐電容；S和T1～T4為功率開關管；L1為濾波電感；C4為濾波電容。

圖2 主電路拓撲結構

主電路的設計指標如下：直流輸入電壓(48±4)V；直流輸出電壓(380±4)V；交流輸出電壓220 V；交流頻率50 Hz；額定功率1 kW；額定輸出電流4.5 A；前級開關頻率100 kHz；后級開關頻率20 kHz；前級變換效率>90%；后級變換效率>95%。根據(jù)上述指標，對主電路的耦合電感、二極管、升壓側電容、濾波電路以及功率管的選取進行參數(shù)設計。

2.1 耦合電感的設計

前級采用基于耦合電感倍壓單元Boost變換器，該變換器在傳統(tǒng)Boost的電路結構基礎上引入了耦合電感、無源箝位結構以及倍壓單元，該變換器的升壓電路增益為

(1)

式中，D為開關管S的占空比。

前級升壓電路工作占空比一般選0.5左右，根據(jù)式(1)可得耦合電感的匝數(shù)比為

耦合電感原邊L1的平均電流為

(2)

式中:P0為額定功率；η1為前級變換效率。

電感紋波電流ΔIL1一般為平均電流的40%，即電流紋波率λ取0.4。當開關管S開通時，電感L1兩端電壓即為輸入電壓，則電感為

(3)

式中,fs為前級開關頻率。

由于電感與匝比的平方成正比,則副邊電感為

L2=N2L1=2.962×25.92≈227.1 μm

(4)

考慮到實際繞制，耦合電感的磁性選用鐵硅鎳，原邊選擇直徑2 mm的漆包線兩根并繞，副邊選擇直徑1 mm的漆包線繞制，前級電感為26 μH,后級電感為227 μH。

2.2 二極管的選取

忽略箝位電容C1上的紋波影響，箝位二極管D1的所承受的最大反向電壓為

(5)

二極管D2和D3所承受的最大反向電壓相同,即

(6)

由于1個周期內電容的平均電流為0，所有二極管的電流平均值在1個周期內都等于輸出電流,則二極管D1、D2和D3的最大反向電流為

(7)

根據(jù)二極管的電壓電流應力，箝位二極管D1選擇快恢復二極管MUR1520，耐壓值為200 V，耐流值為15 A，倍壓二極管D2和輸出二極管D3選擇MUR1560，耐壓值為600 V，耐流值為15 A。

2.3 升壓側電容設計

箝位電容C1與倍壓電容C2的選取主要考慮將其紋波限制在一定的范圍內，電容值、輸出功率、輸出電壓以及紋波電壓的關系為

(8)

式中,ΔUC為電容上的電壓紋波。ΔUf一般小于5 V，根據(jù)式(8)可得電容C1與C2至少為2.6 μF，選取10 μF/250 V聚丙烯電容。

支撐電容C1連接著升壓側和逆變側兩級，當交流輸出電流小于直流輸入時，一部分電荷將存儲到支撐電容上；當交流輸出電流大于直流輸入時，釋放支撐電容上存儲的電荷；當交流輸出電流等于直流輸入時，支撐電容存儲的電荷量最多[6-7]。

電容存儲的電荷量Q可以積分計算得到：

(9)

式中,ω為交流側輸出電流角頻率。

支撐電容紋波一般取直流側電壓的10%，電容電荷量與電容紋波的關系為

(10)

綜合電容體積、成本及動態(tài)反應特性等因素，支撐電容C1選取450 V/1 mF鋁電解電容。

2.4 濾波電路的設計

LC濾波器的轉折頻率fn一般為開關頻率的1/10，則轉折頻率fi(kHz)為[8]

(11)

式中:fi為后級開關頻率。

濾波電感L3與電感紋波電流有關，其關系式為

(12)

式中：uo(t)表示交流電壓瞬時值;D(t)為此時的占空比，值為D(t)/fi。

當uo(t)=D(t)/fi時，電流紋波ΔL3(max)最大，又根據(jù)電感紋波電流一般為平均電流的40%，可以得出濾波電容L1的電感滿足如 下關系：

(13)

根據(jù)式(12)可以得到濾波電容為

(14)

綜合體積、成本以及電網(wǎng)電壓波動等因素，選取濾波電感L3=5 mH，濾波電容C4=2.2 μF。

2.5 開關管的選取

前級升壓電路開關管S的最大電流Is與耦合電感原邊的峰值電流相同，開關管S的最大正向電流為：

(15)

開關管S承受的最大電壓與箝位二極管D1的反向電壓相同，選用型號為IRFP4227的MOS管,耐壓值為200 V，耐流值為130 A。

(16)

式中,fo為基波頻率。

濾波電感電流等于電容電流與負載電流之和，則濾波電感電流為

(17)

根據(jù)式(17)可得濾波電感電流的最大值為6.45 A，流經功率開關管的電流等于濾波電感電流，全橋逆變電路功率開關管T1～T4選用IRFP460，耐壓值為500 V，耐流值為20 A。

3 控制系統(tǒng)設計

采用電壓外環(huán)電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，直流側電壓與電壓基準值的誤差經過PI調節(jié)后得到電流矯正值ΔI，功率計算得到的電流值Iw加上電流矯正值得到并網(wǎng)電流的基準幅值Iref，鎖相環(huán)得到的電網(wǎng)電壓頻率相位sin(ωt+θ)與基準幅值相乘則是瞬時參考電流Iref，電感電流與參考電流經過PI調節(jié)后加上電網(wǎng)電壓與三角波作比較輸出spwm信號驅動功率管開關實現(xiàn)逆變過程?？刂葡到y(tǒng)結構如圖3所示。

圖3 控制系統(tǒng)結構

3.1 控制芯片的選取

控制系統(tǒng)的芯片采用TI公司的TMS320F28335DSP，該數(shù)字芯片具有150 MHz的高速處理能力以及32位浮點處理單元，節(jié)省了代碼執(zhí)行時間和存儲空間。同時該芯片具備18路的脈寬調制、12位16通道的模數(shù)轉換器ADC、6組脈沖捕獲、88個通用輸入/輸出I/O端口、3路串行通信接口等模塊，完全可以滿足逆變器的功能實現(xiàn)。

3.2 PWM驅動電路設計

驅動電路的目的是將DSP輸出的驅動信號轉換為開關管開通或關斷所需的信號。采用基于IR2110自舉電路，相對傳統(tǒng)驅動電路每個開關管需要一組獨立電源，該電路結構只需一路電源即可同時驅動上下橋臂，降低了產品成本，并且提高了系統(tǒng)的可靠性[10]。PWM驅動電路設計如圖4所示。

圖4 PWM驅動電路設計

3.3 信號采集與調理電路設計

采樣電路包括電壓信號、電流信號以及頻率信號的采集和調理。并網(wǎng)逆變器輸出的電壓電流信號經過傳感器得到小電壓信號，通過調理電路的放大、限幅和過零點檢測傳輸給DSP。

圖5所示為采樣電壓信號的調理電路，輸入端in表示高電壓電流經過傳感器比例縮小的信號，經過電壓跟隨器后通過差分放大器得到輸出電壓為

(17)

運算放大器采用TLC2274，電壓傳感器選擇VSM025A，DSPF28335的A/D輸入范圍為0～3 V，加入箝位電路以防DSP被燒壞。

圖5 電壓電流信號調理電路

圖6所示為過零點檢測電路，IN為并網(wǎng)電壓比例縮小的信號，頻率相位保持不變，經過比較器得到與信號相同頻率的方波，在零點處電平跳變。

圖6 過零點檢測電路

3.4 總體軟件設計

總體軟件設計分為主程序設計和中斷子程序設計。① 主程序的設計包括系統(tǒng)時鐘設置，ePWM模塊、ADC模塊和eCAP模塊寄存器初始化、全局常量變量參數(shù)設置以及中斷配置，設置完成后等待中斷產生[11-13]。② 中斷子程序包括ePWM下溢中斷子程序和eCAP捕獲中斷子程序。ePWM下溢中斷子程序在ePWM模塊時基計數(shù)器清零，即產生下溢中斷標志位時觸發(fā)中斷和啟動A/D轉換。當A/D轉換完成后，得到并網(wǎng)逆變器電壓電流采樣值，經過PI調節(jié)并加上電網(wǎng)電壓前饋補償后得到下一周期PWM脈沖寬度。初始輸入電壓過小時，為了防止過大的增益進行軟啟動限幅。下溢中斷子程序完成后清除中斷標志等待觸發(fā)新一輪中斷。eCAP捕獲中斷子程序主要完成頻率跟蹤和鎖相的功能。過零點檢測電路將逆變器輸出電壓與公共電網(wǎng)電壓轉換成同等頻率和相位的方波，CAP1捕獲逆變器轉換的方波信號，CAP2捕獲電網(wǎng)轉換的方波信號，上升沿觸發(fā)CAP中斷后計算逆變器輸出與電網(wǎng)的相位差值，通過不斷修改載波的頻率使得逆變器相位與電網(wǎng)相位保持一致。通過捕獲CAP2相鄰上升沿之間的差值來計算電網(wǎng)的頻率，重新刷新載波頻率的值，使得逆變器輸出電壓與電網(wǎng)保持同頻同相。總體軟件設計流程圖如圖7所示。

(a)

圖7 總體軟件設計流程圖

4 實驗結果

根據(jù)上述主電路與控制電路設計方案搭建了一臺1 kW逆變電源實驗樣機。圖8所示為前級輸入電壓U1和輸出電壓U2的波形。從實驗波形可以看出當輸入電壓為48 V時，輸出電壓達到378 V，滿足實驗預先提出的設計指標。

圖8 升壓側輸入電壓輸出電壓波形

圖9所示為并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形。由實驗波形可知，并網(wǎng)電壓的峰值保持在310 V左右，并網(wǎng)電壓和電流在一個周期內迅速保持同等相位， 該逆變電源可以實現(xiàn)較快的動態(tài)響應，證明了實驗樣機的可靠性和穩(wěn)定性。

圖9 樣機輸出電壓電流波形

5 結 語

本文研制以DSP28335為主控核心的并網(wǎng)逆變電源，前級采用耦合電感式倍壓單元升壓拓撲結構，后級采用全橋逆變電路并通過LC型方式濾波?？刂品绞讲捎靡环N內外環(huán)均用PI調節(jié)的雙閉環(huán)瞬時值控制，實驗結果表明,該樣機實現(xiàn)了高效率高增益的升壓，交流輸出波形良好，系統(tǒng)動態(tài)響應快，達到了和電網(wǎng)同頻同相的功能，證明了系統(tǒng)設計的正確性和有效性。

[1] 魯宗相，王彩霞，閔 勇.微電網(wǎng)研究綜述[J].電力系統(tǒng)自動化，2007, 31(9):100-107.

[2] 趙 一.耦合電感倍壓單元高增益變流器拓撲形成方法研究[D].杭州：浙江大學，2012.

[3] 王念春，徐發(fā)喜，程 明.基于狀態(tài)空間的逆變器數(shù)字雙環(huán)控制技術研究[J].中國電機工程學報，2013,12(30):166-170.

[4] 許愛國.電容電流反饋瞬時值控制逆變器數(shù)字控制技術研究[D].南京：南京航空航天大學，2005.

[5] 鮑陳磊，阮新波，王學華，等.基于PI調節(jié)器和電容電流反饋有源阻尼的LCL型并網(wǎng)逆變器閉環(huán)參數(shù)設計[J].中國電機工程學報，2012(25):133-142.

[6] 陳 榮，田君龍.基于DSP的小功率三相并網(wǎng)逆變器設計與運行[J].水電能源科學，2013，31(10):213-220.

[7] 羅隆福，趙劍松，鄧建國，等.基于DSP的光伏并網(wǎng)逆變器的設計[J].電力電子技術，2010，44(11):19-21.

[8] 王云平.SPWM逆變器的數(shù)字控制技術研究[D].南京：南京航空航天大學，2007.

[9] 周紅標，應根旺，蔣 恒，等.基于STM32的單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)[J].電測與儀表，2015，52(19):61-73.

[10] 張小鳴，盧方民.基于IR2110的H橋可逆PWM驅動電路應用[J].常州大學學報(自然科學版)，2012，24(4):68-72.

[11] 梁雪峰，曾國宏，姜久春.3 kW光伏并網(wǎng)逆變器硬件設計[J].電力電子技術，2008，42(8)：28-30.

[12] 王 磊，李照陽，童子權.一種可并網(wǎng)光伏發(fā)電逆變器設計[J].儀表技術與傳感器，2012(8):22-23.

[13] 趙基建.基于DSP的智能化光伏并網(wǎng)逆變器設計[D].廣州：廣東工業(yè)大學，2014.

[14] 朱立為，蔣品群，廖志賢.基于單片機的小功率逆變器的設計與實現(xiàn)[J].現(xiàn)代電子技術，2012，35(4):192-194.

[15] 余運俊，張燕飛，萬曉鳳，等.基于TMS320F28335的三相并網(wǎng)型光伏逆變器設計[J].南昌大學學報(工科版)，2013，35(4):399-403.

Design of 1 kW Photovoltaic Grid-connected Inverter Based on DSP

JIAOJingjing1,2，KANGMingcai1，ZHANGLanhong2

(1. School of Electronic Engineering & Photoeletric Technology, Nanjing University of Science & Technology,Nanjing 210094, China; 2. School of Electrical Engineering, Yancheng Institute of Technology,Yancheng 224003, Jiangsu， China)

A 1 kW photovoltaic grid-connected inverter which uses DSP28335 as the core processor is proposed. Two-stage topological structure is adopted for DC/AC conversion in the inverter. A non-isolated coupled inductor voltage doubler cell Boost converter is used in the pre-stage, it realizes high voltage gain and low loss of the circuit. The double closed-loop control strategy based on PI adjuster is explained. The design process of main circuit and control circuit is introduced in detail. The experiment shows that the prototype meets the proposed design criterion.

photovoltaic inverter; coupled inductor; double closed-loop; digital signal processor (DSP)

2016-05-05

焦靜靜(1992-)，女，江蘇鹽城人，碩士生，研究方向：并網(wǎng)逆變器。

Tel.:13770328235; E-mail: 405200720@qq.com

康明才(1962-)，男，陜西合陽人，副教授，研究方向：電能質量分析與控制。

Tel.:18936032761; E-mail: kmingcai@njust.edu.cn

TM 464

A

1006-7167(2017)02-0081-04