高速星間鏈路的載波恢復(fù)方法研究

武磊磊，賈和平，郝志松

(1．中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊050081; 2．原蘭州軍區(qū)通信網(wǎng)絡(luò)技術(shù)管理中心，甘肅 蘭州 730000)

高速星間鏈路的載波恢復(fù)方法研究

武磊磊1，賈和平2，郝志松1

(1．中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊050081; 2．原蘭州軍區(qū)通信網(wǎng)絡(luò)技術(shù)管理中心，甘肅 蘭州 730000)

針對(duì)星載平臺(tái)功耗和體積受限的情況，提出了一種適用于高速星間激光傳輸鏈路相干解調(diào)的載波恢復(fù)方法。該方法基于經(jīng)典的科斯塔斯環(huán)架構(gòu)，采用模數(shù)混合的電路結(jié)構(gòu)，利用模擬乘法器實(shí)現(xiàn)誤差提取、FPGA實(shí)現(xiàn)環(huán)路濾波和本振誤差的調(diào)整，具有實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低、捕獲跟蹤性能好等優(yōu)點(diǎn)，適合工程實(shí)現(xiàn)。測(cè)試結(jié)果表明，該方法可實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式為BPSK、符號(hào)速率為1.5 G符號(hào)/s、初始頻率誤差為15 MHz的載波恢復(fù)，解調(diào)損失小于1 dB。

高速傳輸;載波恢復(fù);模數(shù)混合;科斯塔斯環(huán)

0 引言

近年來(lái)，對(duì)于空間激光通信的研究和應(yīng)用越來(lái)越受到重視［1］。與傳統(tǒng)的直接強(qiáng)度調(diào)制(IM/DD)激光通信相比，相干激光通信的檢測(cè)靈敏度比直接強(qiáng)度調(diào)制高10 dB以上［2］，且可以抑制較強(qiáng)的太陽(yáng)背景輻射，能在近太陽(yáng)視場(chǎng)工作。

載波恢復(fù)是相干激光通信核心技術(shù)，主要有零差［3］和外差［4］2種方式。在零差解調(diào)方式中，本振光源通過(guò)光學(xué)鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)與入射激光載波相位鎖定，本振光源的激光頻率與入射激光載波沒(méi)有頻差。零差解調(diào)方式的靈敏度高，但光學(xué)鎖相環(huán)的實(shí)現(xiàn)技術(shù)難度較大。而外差解調(diào)方式中本振光源的激光頻率與入射激光載波頻率存在一個(gè)中頻頻差，載波恢復(fù)在微波鏈路上實(shí)現(xiàn)［5］。雖然外差方式的靈敏度比零差方式低3 dB，但微波鏈路的鎖相環(huán)較光學(xué)鎖相環(huán)更容易實(shí)現(xiàn)。

鑒于我國(guó)在低損耗90°光混頻器、高量子效率平衡光電檢測(cè)器等核心器件上還處于實(shí)驗(yàn)室研究階段，目前支持相干光接收機(jī)研究的器件，主要借助于光纖通信系統(tǒng)中的光纖耦合器件，在接收帶寬、光電轉(zhuǎn)換效率以及器件損耗等方面均不能達(dá)到最優(yōu)。因此，本文重點(diǎn)針對(duì)在微波鏈路上實(shí)現(xiàn)的適用于高速星間鏈路的載波恢復(fù)方法進(jìn)行研究。

1 相干解調(diào)的基本原理

解調(diào)也稱檢波，是調(diào)制的逆過(guò)程，其作用是將已調(diào)信號(hào)中的基帶調(diào)制信號(hào)恢復(fù)出來(lái)。解調(diào)可以采用非相干解調(diào)和相干解調(diào)2種方式。其中，非相干解調(diào)稱為包絡(luò)檢波，不需要相干載波就可以直接從已調(diào)波的幅度中恢復(fù)出原調(diào)制信號(hào)，解調(diào)損失較大;相干解調(diào)也叫同步檢波，適用于所有線性調(diào)制信號(hào)的解調(diào)，相對(duì)于非相干解調(diào)有3 dB的增益，實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)的關(guān)鍵是在接收端恢復(fù)出一個(gè)與調(diào)制載波嚴(yán)格同步的相干載波，恢復(fù)載波性能的好壞，直接關(guān)系到接收機(jī)解調(diào)性能的優(yōu)劣［6］。載波同步一般用鎖相環(huán)路實(shí)現(xiàn)，對(duì)于常用的抑制載波通信調(diào)制信號(hào)應(yīng)采用特殊的鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，如N次方環(huán)、Costas環(huán)和判決反饋環(huán)。鑒于硬件實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度和可行性，本文采用經(jīng)典的Costas環(huán)提取載波，原理如圖1所示［7］。

圖1 科斯塔斯鎖相環(huán)原理

圖1中，接收信號(hào)s(t)=m(t)cos(ωct+θ)被送入2路相乘器，兩相乘器輸入的 a點(diǎn)和 b點(diǎn)的信號(hào)為:

它們和接收信號(hào)s(t)相乘后，得到c點(diǎn)和d點(diǎn)的信號(hào)為:

vc、vd經(jīng)過(guò)低通濾波器后

ve、vf相乘后，得到在 g點(diǎn)的窄帶濾波器輸入電壓:

式中，(φ－θ)是壓控振蕩電壓和接收信號(hào)載波相位之差。

當(dāng)(φ－θ)很小時(shí)，sin(φ－θ)≈(φ－θ)，則式(7)變?yōu)?

電壓vg通過(guò)環(huán)路窄帶低通濾波器，控制壓控振蕩器的震蕩頻率。此窄帶低通濾波器的截止頻率很低，只允許電壓 vg中近似直流的電壓分量通過(guò)，這個(gè)電壓控制壓控振蕩器的輸出電壓相位，使 (φθ)盡可能地小。當(dāng)φ=θ時(shí)，vg=0。壓控振蕩器的輸出電壓va就是科斯塔斯環(huán)提取出的載波。

2 高速傳輸鏈路相干解調(diào)

我國(guó)將建設(shè)天基信息網(wǎng)絡(luò)，滿足全球范圍內(nèi)的海陸空天多域間的高速信息交互和處理。天基信息網(wǎng)絡(luò)由骨干網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)和接入網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)等部分組成，其中骨干網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)節(jié)點(diǎn)間傳輸?shù)男畔⒘烤薮?，達(dá)到Gbps量級(jí)，如此高的傳輸速率對(duì)相干解調(diào)提出了更高的要求。高速傳輸相干解調(diào)的實(shí)現(xiàn)方式大體可分為全數(shù)字相干解調(diào)、全模擬相干解調(diào)和模數(shù)混合相干解調(diào)3種。

2．1 全數(shù)字相干解調(diào)［8］

通過(guò)數(shù)字化混頻信號(hào)，利用數(shù)字信號(hào)處理算法，校正本振光與信號(hào)光相位不同步導(dǎo)致的相位誤差，以實(shí)現(xiàn)信號(hào)解調(diào)和接收。該方案的優(yōu)點(diǎn)是可以利用豐富的數(shù)字信號(hào)處理算法改善系統(tǒng)的性能。缺點(diǎn)是:① 需要超高速模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)。該要求不僅是通信速率的最終限制因素，而且是我國(guó)目前技術(shù)的薄弱環(huán)節(jié)，受制于別國(guó)。② 多普勒頻移使接收信號(hào)占據(jù)更大的頻率范圍、相位誤差快速變化。不僅迫使接收機(jī)必需預(yù)留出接收帶寬而導(dǎo)致接收靈敏度惡化，而且需要更高速的ADC和數(shù)字運(yùn)算處理，以實(shí)時(shí)校正快速變化的相位誤差。③ 系統(tǒng)功耗大。超高速ADC以及大規(guī)模數(shù)字處理將極大增加接收系統(tǒng)功耗，不適合功耗敏感的星間鏈路。

2．2 全模擬相干解調(diào)

通過(guò)模擬器件實(shí)現(xiàn)本振與信號(hào)的相位同步，該方案的優(yōu)點(diǎn)是不需要高速數(shù)字化及其處理過(guò)程，避免了超高速ADC的技術(shù)壁壘，有效降低了系統(tǒng)功耗。但模擬鎖相環(huán)不能實(shí)時(shí)調(diào)整環(huán)路帶寬，只能針對(duì)單點(diǎn)信號(hào)，同時(shí)又涉及多方面的高精度控制與驅(qū)動(dòng)等難點(diǎn)技術(shù)，目前我國(guó)在該方面技術(shù)還不成熟，需要進(jìn)一步深入細(xì)致的技術(shù)攻關(guān)。

2．3 模數(shù)混合相干解調(diào)

通過(guò)模擬電路和數(shù)字器件共同實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)。其中誤差提取通過(guò)模擬電路實(shí)現(xiàn)，環(huán)路濾波和本振誤差的調(diào)整在FPGA內(nèi)進(jìn)行，該方案同時(shí)具備了全數(shù)字相干解調(diào)和全模擬相干解調(diào)的優(yōu)點(diǎn)，既不受AD采樣率和輸入帶寬的限制，同時(shí)又避免了高精度模擬控制與驅(qū)動(dòng)，環(huán)路帶寬可靈活調(diào)整，適合多速率信號(hào)相干解調(diào)。

綜上所述，針對(duì)本文提出的調(diào)制方式為BPSK、符號(hào)速率為1．5 G符號(hào)/s的情況，采用模數(shù)混合相干解調(diào)最合適，既可以避免對(duì)超高速模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)的依賴，降低系統(tǒng)功耗，又可以增加系統(tǒng)的靈活性。

3 模數(shù)混合科斯塔斯鎖相環(huán)

模數(shù)混合科斯塔斯鎖相環(huán)的原理框圖如圖2所示，主要由正交解調(diào)、有源濾波、誤差提取、AD采樣和環(huán)路濾波等模塊組成。其中，正交解調(diào)模塊將輸入的中頻信號(hào)變換為I、Q兩路正交基帶信號(hào)，得到圖1中的vc、vd信號(hào)，再通過(guò)有源低通濾波器后變?yōu)関e、vf;誤差信號(hào)的提取則通過(guò)模擬乘法器實(shí)現(xiàn)，ve、vf兩電壓相乘后，得到在g點(diǎn)的窄帶濾波器輸入電壓vg;vg信號(hào)經(jīng) AD采樣之后進(jìn)入 FPGA，并在FPGA內(nèi)進(jìn)行環(huán)路濾波，將得到的結(jié)果送入本振模塊以調(diào)節(jié)中頻本振的頻率，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的跟蹤。

圖2 模數(shù)混合科斯塔斯鎖相環(huán)原理

3．1 正交混頻塊

正交混調(diào)也叫正交基帶變換，其目的是去掉調(diào)制信號(hào)中的載頻，將信號(hào)變到基帶。正交解調(diào)模塊的組成如圖3所示，主要包括4個(gè)部件［9］:2個(gè)混頻器、1個(gè)0°功分器和1個(gè)90°功分器?；竟ぷ髟硎禽斎胄盘?hào)經(jīng)0°功分分別與經(jīng)90°功分器的2路本振信號(hào)進(jìn)行混頻，產(chǎn)生2路互為正交的零中頻信號(hào)I、Q［10］。由于正交混頻直接影響 I、Q之間的幅度平衡度和相位平衡度，因此需要采用器件篩選的辦法實(shí)現(xiàn)I、Q之間的匹配。器件選定后，還可以利用電纜的長(zhǎng)度差異來(lái)補(bǔ)償器件之間的相位不平衡［11］。

圖3 正交解調(diào)模塊

3．2 有源濾波模塊

寬帶正交解調(diào)器輸出的基帶信號(hào)中含有基帶信號(hào)和高次諧波的混頻分量，需要用濾波器濾除，常用的濾波器為RC無(wú)源濾波器。無(wú)源濾波器對(duì)通帶頻率信號(hào)呈現(xiàn)匹配傳輸，對(duì)阻帶濾波信號(hào)實(shí)現(xiàn)失配而進(jìn)行反射衰減，從而實(shí)現(xiàn)信號(hào)頻譜的過(guò)濾功能［1 2］。因此，LC、介質(zhì)等無(wú)源濾波器在實(shí)現(xiàn)濾波的同時(shí)，必然會(huì)帶來(lái)群時(shí)延的惡化。經(jīng)過(guò)群時(shí)延補(bǔ)償，能夠?qū)崿F(xiàn)的群時(shí)延指標(biāo)是ns級(jí)。

對(duì)于低符號(hào)率信號(hào)，ns級(jí)的群時(shí)延遠(yuǎn)低于符號(hào)周期，帶來(lái)的碼間串?dāng)_影響不大。但對(duì)于 1．5 G符號(hào)/s的信號(hào)，ns級(jí)的群時(shí)延已經(jīng)大于一個(gè)符號(hào)周期，碼間串?dāng)_已經(jīng)嚴(yán)重影響信號(hào)質(zhì)量。因此需要對(duì)寬帶濾波技術(shù)進(jìn)行創(chuàng)新，采用線性相位的有源濾波技術(shù)，實(shí)現(xiàn)基帶信號(hào)的濾波。經(jīng)測(cè)試，當(dāng)傳輸1．5 G符號(hào)/s的QPSK信號(hào)時(shí)，LC濾波和有源線性濾波后的QPSK相點(diǎn)如圖4所示。

圖4 LC濾波與有源濾波QPSK相點(diǎn)

由圖4可以看出，有源線性濾波較LC濾波相點(diǎn)有明顯的改善。這是由于有源濾波器是由有源器件和RC網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，RC網(wǎng)絡(luò)對(duì)不同頻段提供不同的衰減特性，有源器件具有放大能力，使得有源濾波器能夠提供通帶增益，并能夠克服傳統(tǒng)無(wú)源濾波器帶來(lái)的諧波失真。本文利用運(yùn)算放大器 THS3202的帶限特點(diǎn)［1 3］實(shí)現(xiàn)低通濾波，同時(shí)由于運(yùn)放濾波的原理是對(duì)頻率信號(hào)實(shí)現(xiàn)選擇性放大，因此可以獲得接近線性的群時(shí)延性能。

3．3 誤差提取模塊

由式(7)可以看出，誤差信號(hào)的提取需要對(duì)基帶I、Q兩路信號(hào)進(jìn)行乘法運(yùn)算［14］，當(dāng)傳輸信號(hào)為1．5 G符號(hào)/s、成型系數(shù)為0．5時(shí)，I、Q兩路基帶信號(hào)的帶寬1．125 GHz，而本振與中頻信號(hào)的初始誤差一般在kHz量級(jí)，這就要求混頻器的輸入范圍為DC～1．125 GHz，輸出范圍為DC～10 MHz，如此寬的輸入范圍，沒(méi)有任何一款混頻器能滿足要求。由于輸入信號(hào)的帶寬很寬，因此輸入信號(hào)可以不從直流開(kāi)始，仍能提取出誤差。因此，對(duì)于帶寬很寬的基帶信號(hào)，輸入信號(hào)的頻率不需要從DC開(kāi)始，只需要盡可能接近DC即可。又因?yàn)檩d波鎖定時(shí)誤差為零，所以混頻器的輸出范圍必須從 DC開(kāi)始。本文選用HEM280－14－3型混頻器，其輸入范圍從10 MHz開(kāi)始，比較接近DC;輸出范圍從DC開(kāi)始，可用于誤差信號(hào)的提取。

3．4 AD采樣模塊

混頻器輸出的誤差信號(hào)需經(jīng)過(guò)AD采樣進(jìn)入FPGA內(nèi)，這就要求AD的輸入帶寬也必須從低頻開(kāi)始［15］。AD的輸入一般為差分輸入，而混頻器的輸出為單端輸出，并且AD在直流耦合模式下需要共模電壓，因此需設(shè)計(jì)AD前端適配電路。本文采用AD8138芯片作為 AD采樣前端，相對(duì)于運(yùn)放放大器，AD8138在差分信號(hào)處理方面具有較大優(yōu)勢(shì)，它不僅像運(yùn)算放大器一樣易于使用，并且大大簡(jiǎn)化了差分信號(hào)的放大與驅(qū)動(dòng)，－3 dB帶寬為 320 MHz。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)AD的輸入帶寬能夠從低頻開(kāi)始，其連接框圖如圖5所示。

圖5 AD8138與AD連接電路

圖5所示的電路是用于驅(qū)動(dòng)AD的前端電路，差分驅(qū)動(dòng)時(shí)，AD的性能最佳，失真最小。AD8138可以實(shí)現(xiàn)單端到差分轉(zhuǎn)換，其正負(fù)輸出端通過(guò)一對(duì)49．9 Ω的電阻與AD相應(yīng)差分輸入端相連，以使AD開(kāi)關(guān)電容前端的影響最小。為獲得最佳性能，該器件采用±5 V電源供電。為了平衡信號(hào)源的50 Ω并聯(lián)阻抗及其驅(qū)動(dòng)同相輸入端的50 Ω端接電阻，需要在－IN輸入端增加23 Ω，合計(jì)523 Ω。

3．5 環(huán)路濾波模塊

鎖相環(huán)中的環(huán)路濾波器實(shí)際是一個(gè)低通濾波器，由線性元件電阻、電容或運(yùn)算放大器組成。其目的是讓低頻信號(hào)通過(guò)，濾出誤差電壓的高頻分量。對(duì)于不同結(jié)構(gòu)的環(huán)路濾波器，輸出信號(hào)的穩(wěn)定性、頻譜純度等均不相同，由文獻(xiàn)［16］可知不同環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差如表1所示。由于本方案應(yīng)用于同步衛(wèi)星之間，環(huán)路中不存在頻率斜升成分，因此本文環(huán)路濾波器選用二階2型環(huán)，既能保證穩(wěn)態(tài)相差為零，又能簡(jiǎn)化電路復(fù)雜度。

表1 不同環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相差

4 測(cè)試結(jié)果分析

在L頻段，對(duì)符號(hào)速率為1．5 G符號(hào)/s的BPSK信號(hào)進(jìn)行模數(shù)混合載波恢復(fù)，并測(cè)試了誤碼率性能，測(cè)試框圖如圖6所示。

圖6 誤碼率性能測(cè)試框圖

開(kāi)始時(shí)，本振與信號(hào)起始頻差設(shè)定為15 MHz，通過(guò)調(diào)整噪聲源的功率電平，使系統(tǒng)的誤碼率分別達(dá)到使系統(tǒng)的誤碼率分別達(dá)到1×10－2和1×10－8之間的各個(gè)量級(jí)，同時(shí)記錄噪聲源的設(shè)置值，再分別測(cè)量信號(hào)功率和各個(gè)設(shè)置值的噪聲功率，通過(guò)計(jì)算得出Eb/N0的值，得出模數(shù)混合載波恢復(fù)方案的誤碼率性能。

圖7為L(zhǎng)頻段1．5 G符號(hào)/s、BPSK體制、初始頻差為15 MHz的測(cè)試曲線，由圖7可以看出，在誤碼率為1×10－7，模數(shù)混合載波恢復(fù)方案的解調(diào)損失較理論值相差小于1 dB，同時(shí)在低信噪比的情況下，模數(shù)混合載波恢復(fù)可以穩(wěn)定工作。

圖7 誤碼率曲線

5 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)高速星間激光傳輸鏈路在體積、功耗和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度等方面的要求，重點(diǎn)對(duì)全數(shù)字相干解調(diào)方案和全模擬相干解調(diào)方案進(jìn)行了分析，從工程實(shí)現(xiàn)的角度，提出了一種適用于高速傳輸鏈路的模數(shù)混合載波恢復(fù)方案。該方案充分利用了模擬器件輸入帶寬寬、體積小、功耗低及FPGA處理靈活和精度高的特點(diǎn)，可滿足高速星間激光鏈路在體積、功耗和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度等方面的要求。

為了提高鎖定時(shí)間，減小穩(wěn)態(tài)誤差，環(huán)路帶寬設(shè)計(jì)得比較窄，目前只能實(shí)現(xiàn)15 MHz頻差范圍內(nèi)的快速捕獲。捕獲帶寬小，限制了模數(shù)混合載波恢復(fù)在起始頻差比較大的傳輸系統(tǒng)中的應(yīng)用。如何在保證現(xiàn)有性能的情況下增加捕獲帶寬，是需要進(jìn)一步研究的內(nèi)容。

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Research on Carrier Recovery Method for High Speed Inter-satellite Links

WU Lei-lei1，JIA He-ping2，HAO Zhi-song1

(1．The 54th Research Instituteof CETC，Shijiazhuang Hebei 050081，China; 2．Communication Network Technology Management Center of the Former Lanzhou Military Region，Lanzhou Gansu 730000，China)

In view of the linited power and volume of the satellite platform，this paper proposes a method of coherent carrier recovery for high speed intersatellite laser transmission link．The method is based on the classical architecture of Costas loop and adopts an analog-digital mixed circuit，in which the error extraction is realized by means of analog multiplier and loop filter，and the adjustment of vibration error is realized in FPGA．The method has such advantages as low complexity and good tracking performance，which is suitable for project implementation．The test results show that the proposed method can realize the carrier recovery for modulation mode of BPSK，symbol rate of 1．5 G symbol/second and initial frequency error of 15 MHz．The demodulation loss is less than 1 dB．

high-speed transmission;carrier recovery;analog-digital mixing;costas loop

TN911

A

1003－3106(2017)02－0078－05

10．3969/j．issn．1003－3106．2017．02．19

武磊磊，賈和平，郝志松．高速星間鏈路的載波恢復(fù)方法研究［J］．無(wú)線電工程，2017，47(2):78－82．

2016-11-04

國(guó)家部委基金資助項(xiàng)目。

武磊磊男，(1987—)，碩士研究生。主要研究方向:衛(wèi)星激光通信。

賈和平男，(1968—)，高級(jí)工程師。主要研究方向:衛(wèi)星網(wǎng)絡(luò)通信。