基于中心抽頭變壓器的倍頻感應(yīng)加熱電源

盧 華胡金剛畢 闖向 勇

（1. 電子科技大學(xué)能源科學(xué)與工程學(xué)院 成都 611731 2. 電子科技大學(xué)航空航天學(xué)院 成都 611731）

基于中心抽頭變壓器的倍頻感應(yīng)加熱電源

盧 華1胡金剛1畢 闖2向 勇1

（1. 電子科技大學(xué)能源科學(xué)與工程學(xué)院 成都 611731 2. 電子科技大學(xué)航空航天學(xué)院 成都 611731）

針對高頻大功率應(yīng)用場合，提出了一種基于中心抽頭變壓器的倍頻式感應(yīng)加熱電源。采用結(jié)構(gòu)對稱的兩個(gè)半橋、共用諧振電容、抽頭變壓器耦合的方式，使得負(fù)載工作頻率為功率開關(guān)管工作頻率的兩倍，達(dá)到倍頻的目的。功率開關(guān)管具有軟開關(guān)特性，且導(dǎo)通時(shí)間為其開關(guān)周期的25%，相對于傳統(tǒng)的橋式逆變器來說，明顯降低了開關(guān)管的功耗。詳細(xì)分析了8個(gè)不同的工作模式及相應(yīng)的系統(tǒng)參數(shù)關(guān)系，給出了電路參數(shù)的設(shè)計(jì)方法。最后以IGBT為功率開關(guān)管，設(shè)計(jì)了一臺小型樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的電源拓?fù)?、理論分析及參?shù)選取方法的正確性。

感應(yīng)加熱 倍頻 抽頭變壓器 半橋

0 引言

感應(yīng)加熱電源因具有功率因數(shù)高、電磁干擾小、加熱效率高等優(yōu)勢，得到了廣泛的研究與應(yīng)用[1-4]。在工程應(yīng)用中，感應(yīng)加熱電源輸出功率和頻率是兩項(xiàng)重要指標(biāo)，在低頻大功率場合，如金屬熔煉，一般采用晶閘管或絕緣柵雙極晶體管（IGBT）[2,3]。由于IGBT的開關(guān)損耗以及拖尾電流的限制，其應(yīng)用一般低于100kHz，對于更高頻率的應(yīng)用場合，則采用金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET）[5-7]。對于金屬淬火、焊接等應(yīng)用場合，要求高頻大功率的電源[3]，雖然MOSFET可以達(dá)到高頻的要求，但單個(gè)MOSFET的功率容量有限。提高M(jìn)OSFET應(yīng)用功率的方法是采用多管并聯(lián)的形式，但該方法不但降低了電源的穩(wěn)定性，同時(shí)提高了成本[6,8]。IGBT易于大功率化，且相比并聯(lián)MOSFET，具有成本優(yōu)勢[6]。但由于IGBT開關(guān)頻率的限制，很難實(shí)現(xiàn)高頻化。

對于IGBT的高頻化應(yīng)用，可采用倍頻拓?fù)洌g接拓寬應(yīng)用頻率。文獻(xiàn)[6,9]直接并聯(lián)逆變單元，分時(shí)控制各單元，并聯(lián)的數(shù)量即為倍頻數(shù)。文獻(xiàn)[10]提出了基于并聯(lián)IGBT器件的倍頻式電源，通過分時(shí)控制各IGBT達(dá)到倍頻的目的。上述方法的不足之處在于增加了IGBT數(shù)量，從而導(dǎo)致成本大幅提升。文獻(xiàn)[11]論述了一種倍頻式IGBT高頻感應(yīng)加熱電源拓?fù)洌撏負(fù)渚哂袚Q流和負(fù)載兩個(gè)諧振槽路，電路結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜，且當(dāng)兩個(gè)槽路諧振頻率接近時(shí)，很難實(shí)現(xiàn)負(fù)載匹配。

全橋、半橋拓?fù)浼俺轭^變壓器在電源中應(yīng)用廣泛[2-5,12]，本文基于橋式拓?fù)浜椭行某轭^變壓器，提出一種IGBT倍頻式感應(yīng)加熱電源拓?fù)洌湄?fù)載頻率是開關(guān)頻率的兩倍，間接拓寬了IGBT的使用頻率，適合高頻大功率應(yīng)用場合。該拓?fù)湓趥鹘y(tǒng)的H橋逆變感應(yīng)加熱電源基礎(chǔ)上，增加了諧振電容，同時(shí)將匹配變壓器換成中心抽頭變壓器。本電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，器件應(yīng)力與半橋相同，且可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，相對于其他倍頻方法，控制簡單，無需額外增加IGBT，具有很強(qiáng)的工程應(yīng)用價(jià)值。

1 工作原理

1.1 主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

基于中心抽頭變壓器的倍頻IGBT感應(yīng)加熱電源主拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 倍頻IGBT感應(yīng)加熱電源主拓?fù)銯ig.1 Main topology of frequency doubling IGBT induction heating power supply

圖1中，Ud為電源電壓，S1U、S1D、S2U、S2D為IGBT；VD1U、VD1D、VD2U、VD2D為反并聯(lián)二極管；C1、C2為諧振電容；G1U、G1D、G2U、G2D為IGBT門極；NP1(NP2)、NS分別為變壓器一次和二次繞組匝數(shù)，其中NP1=NP2，匝比n=NP1/NS，變壓器極性如圖1所示；L、R分別為感應(yīng)加熱線圈帶載時(shí)的等效電感和等效電阻。拓?fù)渲懈鞴?jié)點(diǎn)、支路的信號及參考方向如圖1所示。該拓?fù)淇烧J(rèn)為是由兩個(gè)半橋Leg1、Leg2組成，兩支橋臂共用諧振電容C1與C2。

1.2 工作狀態(tài)

理論分析時(shí)，忽略IGBT導(dǎo)通時(shí)間和壓降，變壓器全耦合，忽略諧振電容等效串聯(lián)電阻和死區(qū)時(shí)間。為了IGBT結(jié)電容在導(dǎo)通前釋放電荷，通常負(fù)載呈弱感性，即諧振電流相位滯后于電壓相位。

倍頻IGBT感應(yīng)加熱電源主要工作波形如圖2所示。圖2中，G1U、G1D、G2U、G2D為驅(qū)動信號，開關(guān)周期為t0～t8，導(dǎo)通占空比均為25%，負(fù)載諧振頻率為IGBT開關(guān)頻率的2倍，從而實(shí)現(xiàn)倍頻的目的。

圖2 倍頻IGBT感應(yīng)加熱電源主要工作波形Fig.2 Key waveforms of frequency doubling IGBT induction heating power supply

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，整個(gè)開關(guān)周期共包含8個(gè)工作模式，均滿足UC1+UC2=Ud，具體分析如下。

1）模式1[t0,t1]，如圖3a所示。在t0時(shí)刻，開關(guān)管S2D關(guān)斷、S1U開啟，由于電流iS的波形滯后于開關(guān)波形，因此在t0～t1時(shí)間內(nèi)，iS、iP1及iP2的方向?yàn)閰⒖钾?fù)方向。此時(shí)存在兩支電流回路：NP2—VD2U—C1和NP1—VD1U—Ud—C2，iP1通過VD1U續(xù)流，iP2通過VD2U續(xù)流，并給C1充電；iP1流入電源Ud，C2被反向充電。模式1結(jié)束時(shí)，iS、iP1及iP2降到0，C1電壓上升到最大值，C2電壓達(dá)到反向最大值，電感L的能量部分反饋回電源。由于節(jié)點(diǎn)A、B與直流源Ud等電位，因此S1D、S2D的電壓應(yīng)力為Ud。

零電壓導(dǎo)通分析：在t0～t1時(shí)間段內(nèi)，雖然S1U的導(dǎo)通信號已經(jīng)送達(dá)，但是由于IGBT反并聯(lián)二極管被導(dǎo)通，S1U的端電壓為0，電源電壓Ud并沒有立即施加到S1U兩端，故模式1實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通（Zero Voltage Switch, ZVS）。

圖3 倍頻感應(yīng)加熱電源工作模式Fig.3 Operation modes of frequency doubling induction heating power supply

2）模式2[t1,t2]，如圖3b所示。在t1時(shí)刻，電流iP1和iP2均減小為0，此后由于Leg2的S2U、S2D均處于關(guān)斷狀態(tài)，因此iP2保持為0，而iP1將正向增加。L、R通過變壓器NP1與C1、C2諧振，此時(shí)存在兩個(gè)諧振回路，分別為NP1—C2—Ud—S1U和NP1—C1—S1U。模式2階段，諧振電流均為正參考方向。根據(jù)中心抽頭變壓器的工作原理，可知UP1=UP2，因此A、B點(diǎn)等電位，故S2U的電壓應(yīng)力為0，S1D與S2D的電壓應(yīng)力均為Ud。

3）模式3[t2,t3]，如圖3c所示。在t2時(shí)刻，S1U關(guān)斷、S1D開通，由于iS尚未減小到0，因此iP1也未減小到0，iP1經(jīng)過VD1D續(xù)流。根據(jù)中心抽頭式變壓器的原理可知，節(jié)點(diǎn)A和B的電位相等，VD1D被導(dǎo)通的同時(shí)，反并聯(lián)二極管VD2D也被導(dǎo)通，iS的續(xù)流一部分通過iP2完成。因此，在t2時(shí)刻，iP1突降，同時(shí)iP2突增。模式3期間，系統(tǒng)同樣存在兩個(gè)諧振回路：Ud—VD1D—NP1—C1和VD2D—NP2—C2。諧振過程中，C1被反向充電到最大值，C2被正向充電到最大值。根據(jù)節(jié)點(diǎn)A、B的電位可知，開關(guān)管S1U和S2U電壓應(yīng)力均為Ud。

同理，模式1、模式3實(shí)現(xiàn)了S1D的零電壓導(dǎo)通。

4）模式4[t3,t4]，如圖3d所示。在t3時(shí)刻，iS減小到0，iP1和iP2也減小為0。S1D處于導(dǎo)通狀態(tài)，故iP1反向增加，S2D處于截止?fàn)顟B(tài)，故iP2保持為0。L、R通過變壓器NP1與C1、C2諧振，此時(shí)兩個(gè)諧振回路分別為Ud—C1—NP1—S1D和NP1—C2—S1U。模式4期間，諧振電流均為參考負(fù)方向。A、B點(diǎn)的電位相等，故S1U與S2U的電壓應(yīng)力均為Ud，S2D的應(yīng)力為0。

5）模式5[t4,t5]，如圖3e所示。在t4時(shí)刻，S1D關(guān)斷、S2U開啟。模式5與模式1基本相同。模式5各參數(shù)關(guān)系如式（5）所示。同理，S2U零電壓導(dǎo)通。

6）模式6[t5,t6]，如圖3f所示。S1U處于關(guān)斷狀態(tài)，故iP1保持為0。模式6與模式2近似，不同的是：由于S2U處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振回路開始輪轉(zhuǎn)到Leg2。

7）模式7[t6,t7]，如圖3g所示。在t6時(shí)刻，開關(guān)管S2U關(guān)斷、S2D開通。工作模式7與工作模式3基本相同。

同理，模式1、模式7實(shí)現(xiàn)了S2D的零電壓導(dǎo)通。

8）模式8[t7,t8]，如圖3h所示。模式8與模式4近似。

模式8結(jié)束后，S2D關(guān)斷，S1U開啟，系統(tǒng)進(jìn)入模式1，開始下一周期的循環(huán)運(yùn)行。

2 電路參數(shù)設(shè)計(jì)

理論計(jì)算時(shí)，需要作如下假設(shè)：①IGBT為理想開關(guān)，忽略寄生電容和開通時(shí)間；②諧振電容無寄生電阻，抽頭變壓器為理想變壓器；③負(fù)載品質(zhì)因數(shù)Q足夠大，從而保證諧振電流（iP1、iP2）按正弦規(guī)律變化。

根據(jù)第1節(jié)中的工作模式分析可知，若開關(guān)頻率等于諧振頻率的1/2，則穩(wěn)定工作狀態(tài)只包含模式2、4、6、8。一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，系統(tǒng)的Leg1和Leg2各完成一次諧振，且完全對稱，因此在進(jìn)行等效電路分析時(shí)，僅考慮Leg1的諧振周期即可。根據(jù)變壓器的阻抗變換作用，將二次繞組NS串接的電感L和電阻R等效到一次繞組NP1，電源等效電路如圖4所示。

圖4 電源等效電路Fig.4 Equivalent circuits of power supply

圖4中，n為變壓器匝比（n=NP1/NS），圖4c中C=C1=C2。根據(jù)文獻(xiàn)[13]，諧振角頻率ω0和負(fù)載品質(zhì)因數(shù)Q分別為

在一定的工況環(huán)境下，根據(jù)負(fù)載的要求，已知最大輸出功率P、負(fù)載角頻率ω、負(fù)載線圈的等效電感L以及等效負(fù)載R。工程中一般要求諧振槽路固有角頻率ω0與負(fù)載要求的角頻率接近，即ω0≈ω，根據(jù)式（4）可知，cosψ≈1。首先，根據(jù)最大輸出功率P、工況中提供的最大電源Ud以及式（10），計(jì)算中心抽頭負(fù)載匹配變壓器匝比n；然后，由已知的負(fù)載角頻率ω、負(fù)載等效電感L以及Q值要求，結(jié)合式（1）和式（2）計(jì)算電容C；最后，根據(jù)式（9）和式（11）選取滿足額定電壓、額定電流要求的諧振電容。

3 實(shí)驗(yàn)

設(shè)計(jì)樣機(jī)輸出至負(fù)載的功率P=500W，測得線圈50kHz下的等效電感為1.63μH，等效電阻0.29Ω，中心抽頭變壓器匝比n=6。高頻感應(yīng)加熱電源不同于其他選頻電路，特別是對調(diào)頻調(diào)功和脈寬調(diào)功的電源而言，Q值較?。≦≤3）[5,14]，本實(shí)驗(yàn)中，設(shè)Q=1.5。根據(jù)式（10），在cosψ≈1時(shí)計(jì)算得到電源Ud= 161.5V，考慮電路損耗及功率因數(shù)，實(shí)驗(yàn)輸入電源Ud=180V。根據(jù)式（1）和式（2）得到諧振電容C=0.117μF，實(shí)際選擇0.1μF。因此，電路的理論諧振頻率f0=46.92kHz。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)波形如圖5所示。

圖5 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms of prototype

圖5a中G1U為IGBT開關(guān)管S1U的驅(qū)動信號，iP1、iP2、iS分別為中心抽頭變壓器的兩個(gè)一次電流和二次電流；圖5b中G2D為IGBT開關(guān)管S2D的驅(qū)動信號。從圖5a中的G1U和iS可以看出，電流諧振頻率為IGBT驅(qū)動信號頻率的2倍，實(shí)現(xiàn)了倍頻功能。圖5中驅(qū)動信號頻率（即IGBT開關(guān)頻率）fs=22.97kHz，經(jīng)二倍頻后，負(fù)載諧振電流頻率為45.94kHz，低于計(jì)算值f0（46.92kHz），原因在于計(jì)算時(shí)未將IGBT寄生電容和吸收電容考慮在內(nèi)，這些電容的存在，使得實(shí)際諧振頻率低于計(jì)算值。

圖5a橢圓框A1、A2所示的波形與工作模式7和模式3理論分析波形趨勢一致，該波形是橋臂上下IGBT工作交換時(shí)產(chǎn)生的，實(shí)現(xiàn)了IGBT零電壓開通。圖5b中，A3、A4框所示的波形為橋臂Leg1與Leg2交替時(shí)產(chǎn)生的波形，分別對應(yīng)模式1和模式5的波形，可以看出此處與理論分析波形不盡相同。從A3框可以看出，在S2D的關(guān)斷信號G2D開始時(shí)，變壓器一次電流iP1從0下降為負(fù)值，然后突增產(chǎn)生電流尖峰，當(dāng)尖峰下降到相應(yīng)的正弦波形幅度時(shí)，才遵循工作模式2所示的正弦變化規(guī)律。

電流尖峰分析：如圖5b所示，在G2D關(guān)斷的瞬間，由于實(shí)驗(yàn)中死區(qū)時(shí)間的存在，G1U并沒有立即導(dǎo)通，此時(shí)開關(guān)管S1D、S2D吸收電容被充電。由于死區(qū)時(shí)間較短，吸收電容偏大，在死區(qū)時(shí)間結(jié)束時(shí)，iP1、iP2尚未衰減至零，S1D、S2D的吸收電容端電壓并沒有被充至Ud，但此刻G1U已開啟，節(jié)點(diǎn)A、B的電位迅速降至Ud。于是線圈NP2以較大的電流給S2D的吸收電容充電，直到充至Ud。由于磁耦合作用，此時(shí)iP2由電源通過線圈NP1提供，因此iP1形成正向尖峰，如圖5b中A3框所示，同理可分析A4框的負(fù)向尖峰。

總體來說，雖然A3、A4框的波形與模式1和模式5的理論分析波形不完全一致，但A3、A4框內(nèi)的波形趨勢與模式1和模式5的理論分析一致，說明了理論分析的正確性。

4 結(jié)論

本文提出了一種基于中心抽頭變壓器的倍頻式IGBT感應(yīng)加熱電源，通過仿真和理論分析，揭示了該倍頻電源的工作原理，分析了IGBT器件的電壓應(yīng)力、軟開關(guān)工作特性，并給出了電路中各主要器件參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算方法。最后根據(jù)該方法設(shè)計(jì)了一臺小型樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)證明了該電路的二倍頻效果，驗(yàn)證了理論分析以及電路參數(shù)設(shè)計(jì)方法的正確性，對該電源的工程應(yīng)用具有一定的指導(dǎo)意義。

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Frequency Doubling Power Supply for Induction Heating Based on Center-Tapped Transformer

Lu Hua1Hu Jingang1Bi Chuang2Xiang Yong1
（1. School of Energy Science and Engineering University of Electronic Science and Technology Chengdu 611731 China 2. School of Aeronautics and Astronautics University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 611731 China）

A novel multiple-frequency power supply is proposed for high frequency high power induction heating appliances based on center-tapped transformer. Its output frequency is as twice as the device frequency, by using two symmetrical half bridges, sharing two equal resonant capacitances and coupling with center-tapped transformer. Each power switch has zero voltage switch (ZVS) soft switching characteristic, and its conduction time is only a quarter of switching cycle. Thus the power consumption of the switches decrease significantly compared with the traditional inverter. The eight operation modes are analyzed, and the design methods of circuit parameters are also present. Taken IGBT as power switches, a prototype is designed to verify the power supply topology, the theoretical analysis and the circuit parameter selection method.

Induction heating, frequency doubling, center-tapped transformer, half-bridge

TG155.21

盧 華 男，1989年生，碩士，研究方向?yàn)楦哳l感應(yīng)加熱電源。E-mail: 2008luhua@uestc.org

畢 闖 男，1983年生，博士，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)及電磁兼容。

E-mail: chuang.bi@uestc.edu.cn（通信作者）

四川省國際合作計(jì)劃項(xiàng)目（2016HH0009）和四川省科技支撐計(jì)劃項(xiàng)目（2016GZ0335）資助。

2014-09-03 改稿日期 2015-01-20