T型逆變器的共模干擾與共模電壓抑制算法

王全東 常天慶 李方正 閆之峰 陳軍偉

(裝甲兵工程學(xué)院控制工程系 北京 100072)

T型逆變器的共模干擾與共模電壓抑制算法

王全東 常天慶 李方正 閆之峰 陳軍偉

(裝甲兵工程學(xué)院控制工程系 北京 100072)

在車輛電傳動(dòng)等大功率、高密度的交流調(diào)速場(chǎng)合，采用PWM控制時(shí)逆變器的共模干擾問(wèn)題對(duì)電機(jī)和調(diào)速系統(tǒng)的影響和危害尤為突出。通過(guò)對(duì)T型逆變器電路拓?fù)浜凸ぷ髂B(tài)的研究，說(shuō)明了逆變器共模電壓的生成原因，得出了逆變器共模電壓的傅里葉表達(dá)式，并分析了其諧波構(gòu)成。其次，提出了T型逆變器的共模干擾等效模型，實(shí)驗(yàn)表明共模電壓頻譜的仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果吻合，驗(yàn)證了高頻模型的有效性。最后，提出了一種可以在理論上消除共模電壓的調(diào)制波移相PWM算法，通過(guò)與傳統(tǒng)空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)、改進(jìn)SVPWM和載波反向?qū)盈B調(diào)制(PODSPWM)算法的對(duì)比分析，說(shuō)明了該算法對(duì)于抑制T型逆變器共模電壓的優(yōu)勢(shì)與有效性，同時(shí)也指出了調(diào)制波移相PWM算法仍然存在的問(wèn)題。

交流調(diào)速T型逆變器 共模電壓 高頻等效模型 抑制算法

0 引言

車輛電傳動(dòng)系統(tǒng)與傳統(tǒng)的機(jī)械式傳動(dòng)相比，具有控制方便、可無(wú)級(jí)調(diào)速、部件布置靈活等優(yōu)勢(shì)，已成為未來(lái)裝甲車輛傳動(dòng)系統(tǒng)的重要發(fā)展方向[1，2]。為使裝甲車輛電傳動(dòng)系統(tǒng)具備較高的功率密度和效率，當(dāng)前電傳動(dòng)裝甲車輛電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)普遍采用PWM控制的交流調(diào)速技術(shù)。PWM技術(shù)可以在一定程度上改善系統(tǒng)中逆變器輸出電壓波形的質(zhì)量，降低電動(dòng)機(jī)的諧波損耗和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，使系統(tǒng)性能得到極大改善。但同時(shí)也帶來(lái)了一些負(fù)面效應(yīng)：一方面PWM技術(shù)所固有的脈沖性質(zhì)使得逆變器內(nèi)部的dv/dt較大，尤其是軍用車輛電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)功率可達(dá)數(shù)百千瓦，使得逆變器在工作過(guò)程中產(chǎn)生強(qiáng)烈的電壓沖擊和電磁干擾，嚴(yán)重威脅系統(tǒng)中敏感電氣設(shè)備的正常工作[3-6]；另一方面PWM控制無(wú)法保證所有時(shí)刻逆變器三相橋臂輸出電壓的和為零，從而產(chǎn)生幅值和變化率都較大的共模電壓，共模電壓和電流經(jīng)常引發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子的電氣損壞，嚴(yán)重影響電機(jī)壽命和系統(tǒng)可靠性，給電機(jī)等其他負(fù)載設(shè)備帶來(lái)極大危害[7-10]。

多電平逆變器在電壓應(yīng)力、功率容量和波形質(zhì)量等方面較兩電平逆變器有巨大優(yōu)勢(shì)，在高壓大容量電能變換及電傳動(dòng)領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。采用逆阻型IGBT(ReverseBlockingIGBT,RB-IGBT)進(jìn)行中點(diǎn)鉗位的T型三電平拓?fù)涫且环N改進(jìn)型的三電平中點(diǎn)鉗位型(Neutral-PointClamped,NPC)拓?fù)?，如圖1所示[11，12]。與目前應(yīng)用較多的二極管NPC拓?fù)湎啾龋溟_關(guān)器件更少、損耗更小、輸出電壓諧波更小、功率損耗分布也更加均衡。

圖1 T型三電平NPC拓?fù)銯ig.1 T-shape 3-level NPC inverter topology

目前國(guó)內(nèi)外對(duì)T型逆變器的共模干擾及高頻模型的研究較少，建立包括主要無(wú)源元件和主電路連接導(dǎo)體在內(nèi)的高頻等效電路模型，分析差模和共模電壓的成因和諧波成分，是研究該型逆變器電磁兼容問(wèn)題的重要基礎(chǔ)，是實(shí)現(xiàn)變換器電路結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)、抑制逆變器電磁干擾(ElectroMagneticInterference,EMI)的重要條件。

1 工作模態(tài)分析

負(fù)載為阻感負(fù)載時(shí)，單相T型逆變器輸出電壓vo、電流io及驅(qū)動(dòng)信號(hào)VGS的波形如圖2所示。在一個(gè)工作周期內(nèi)vo、io存在4種相位關(guān)系，每種相位關(guān)系包含兩種交替變換的工作模態(tài)。

模態(tài)1：VGS1、VGS4為正，VGS2、VGS3為負(fù)，此時(shí)逆變器的輸出電流io為正。S1導(dǎo)通，電流通過(guò)S1流向負(fù)載，逆變器輸出電壓為正(vo=Vdc/2)，導(dǎo)致開關(guān)S4承受反向電壓而不導(dǎo)通，等效電路如圖3a所示。

模態(tài)3：從模態(tài)1切換到模態(tài)3，VGS2持續(xù)為負(fù)，VGS4持續(xù)為正，VGS1由正變負(fù)，VGS3由負(fù)變正。S1關(guān)斷并迅速?gòu)膶?dǎo)通狀態(tài)退出，為了維持輸出電流io，S4開始導(dǎo)通，io過(guò)S4流向負(fù)載，此時(shí)逆變器輸出電壓vo=0，對(duì)應(yīng)的等效電路如圖3b所示。

模態(tài)5：逆變器從模態(tài)3切換到模態(tài)5，輸出電流方向保持不變，VGS2、VGS3為正，VGS1、VGS4為負(fù)，開關(guān)S4關(guān)斷，為了維持輸出電流，io通過(guò)VD2續(xù)流，此時(shí)vo=-Vdc/2，對(duì)應(yīng)的等效電路如圖3c所示。

圖2 輸出電壓、電流及開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)示意圖Fig.2 Out put voltage，current and drive signals

圖3 各工作模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operation mode

當(dāng)io方向?yàn)樨?fù)時(shí)，在不同開關(guān)狀態(tài)組合下，T型逆變器存在另外3種與模態(tài)1、3、5相似的工作模態(tài)，相應(yīng)的等效電路如圖3中的2、4、6所示，其具體工作原理不再贅述。

在上述6種工作模態(tài)中逆變器的輸出電平只有Vdc/2、0、-Vdc/2三種，分別稱為P、O、N狀態(tài)，相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)見表1，其中S1和S3、S2和S4為互補(bǔ)導(dǎo)通。

表1 輸出電壓與開關(guān)狀態(tài)

Tab.1Outputvoltageandswitchingstates

開關(guān)狀態(tài)VOS1S2S3S4PVdc/21001O00011N-Vdc/20110

2 共模電壓

帶三相對(duì)稱阻感負(fù)載的三相T型三電平逆變器電路(包含濾波回路)如圖4所示。

圖4 三相T型三電平逆變器拓?fù)銯ig.4 Three phase T-shape inverter

在三相逆變器中，共模電壓uCM定義為星形負(fù)載中性點(diǎn)N對(duì)參考地O點(diǎn)的電位差[13，14]，因此T型逆變器的uCM取為

(1)

由于三相T型三電平逆變器的每個(gè)橋臂有P(正)、O(零)、N(負(fù))三種開關(guān)狀態(tài)，因此三相橋臂存在27種開關(guān)狀態(tài)，每種開關(guān)狀態(tài)下的uCM見表2。

表2 各開關(guān)狀態(tài)下的uCM

Tab.2Commonmodevoltageofeachswitchingstates

uCM開關(guān)狀態(tài)數(shù)量Vdc/2PPP1Vdc/3PPO,POP,OPP3Vdc/6PNP,PPN,NPP,POO,OPO,OOP60OOO,PON,PNO,OPN,ONP,NPO,NOP7-Vdc/6PNN,NPN,NNP,NOO,ONO,OON6-Vdc/3NNO,NON,ONN3-Vdc/2NNN1

輸出端A、B、C相對(duì)于參考點(diǎn)O的電壓由調(diào)制方式?jīng)Q定，為減小共模電壓，可以采用載波反向?qū)盈B調(diào)制(PhaseOppositionDispositionSinusoidalPulseWidthModulation,PODSPWM)調(diào)制方式[15，16]，一般選擇載波比為3的整數(shù)倍，并令載波與調(diào)制波同步，驅(qū)動(dòng)信號(hào)及單相輸出電壓如圖5所示。

圖5 POD控制Fig.5 POD control

由圖5可知，在0～Ts時(shí)間內(nèi)，逆變器A相的輸出壓VAO關(guān)于點(diǎn)(Ts/2，0)成鏡像對(duì)稱，根據(jù)貝塞爾函數(shù)可得VAO的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式為

(2)

式中，M為調(diào)制比；N為載波比；Jn為第一類貝塞爾函數(shù)[17]。同樣地，逆變器B、C相的相電壓波形VBO、VCO也成鏡像對(duì)稱，也可以得到類似的表達(dá)式。因此，此時(shí)的共模電壓uCM可表示為

(3)

可見，uCM的頻譜中不存在頻率為開關(guān)頻率(ωs)及其m次頻率的諧波(m∈N*)，只存在頻率為開關(guān)頻率邊頻帶[mN±3(2n-1)]ωst的諧波(n∈N*)。邊頻帶幅值為

(4)

開關(guān)頻率f為15kHz時(shí)逆變器共模電壓的頻譜分析如圖6所示，其中開關(guān)頻率的mN±3次諧波的幅值最大。

圖6 共模電壓FFT分析Fig.6 FFT analysis of common mode voltage

3 共模高頻等效模型

采用PWM控制時(shí)，開關(guān)器件高頻通斷過(guò)程中產(chǎn)生的dv/dt是三相T型逆變器主要的共模傳導(dǎo)EMI干擾源，它通過(guò)電路中的各無(wú)源元件與導(dǎo)體、電機(jī)以及對(duì)地之間的雜散電容進(jìn)行充放電，形成了共模電流，從而對(duì)電網(wǎng)或其他設(shè)備形成共模干擾。

3.1 高頻等效模型

國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)Buck拓?fù)涔材５刃щ娐返南嚓P(guān)研究較早，其共模電流主要是由開關(guān)管對(duì)地的寄生電容產(chǎn)生的[18]。直流輸入端帶線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(LineImpedanceStabilizationNetwork,LISN)的Buck電路如圖7a所示，開關(guān)狀態(tài)的改變導(dǎo)致P點(diǎn)對(duì)參考地的電位不停地發(fā)生變化，對(duì)寄生電容不斷進(jìn)行充放電，從而引起共模電流。相應(yīng)的Buck電路共模干擾等效模型如圖7b所示，其中Rcab、Lcab分別為L(zhǎng)ISN到直流電容的等效電阻和電感，Rcm、Lcm分別為散熱器、地線及LISN間連接線的等效電阻和電感，Rbus、Lbus分別為母線等效電阻和電感。

圖7 Buck電路共模干擾傳播通道及等效模型Fig.7 Common-mode interference passageway and high-frequency equivalent model of Buck converter

直流輸入端包含LISN電路的單相T型逆變器如圖8所示，其中Cn1、Cn2、Cn3、Cp、Cg為直流母線各極、開關(guān)管發(fā)射極和負(fù)載對(duì)參考地的寄生電容。共模電流通過(guò)寄生電容Cn1、Cn2、Cn3、Cp、Cg到達(dá)參考地，并通過(guò)線性阻抗網(wǎng)絡(luò)的兩條回路回到直流側(cè)。

圖8 帶LISN的單相T型逆變器Fig.8 Single phase T-shaped inverter with LISN

由上述模態(tài)分析可知，當(dāng)輸出電流io>0時(shí)，逆變器在一個(gè)工作周期內(nèi)存在二、三兩個(gè)工作區(qū)間，以區(qū)間二的模態(tài)1、3為例分析：

模態(tài)1時(shí)，開關(guān)管S1導(dǎo)通，電流由S1流向負(fù)載，這與Buck電路中S1的導(dǎo)通效果一致，區(qū)別在于此時(shí)Buck電路中P點(diǎn)電位為Vdc，而T型逆變器中U點(diǎn)電位為Vdc/2；模態(tài)3時(shí)，S1關(guān)斷，S4導(dǎo)通，負(fù)載電流通過(guò)S4續(xù)流，這與Buck電路中VD導(dǎo)通續(xù)流的效果一致。所以單相T型逆變器的模態(tài)1、3就構(gòu)成一個(gè)Buck電路，產(chǎn)生的共模電流及相應(yīng)的高頻等效模型與Buck拓?fù)湎嗨?，如圖9所示。

圖9 模態(tài)1、3共模干擾傳播通道及等效模型Fig.9 Common-mode interference passageway and high-frequency equivalent model under mode 1，3

當(dāng)輸出電流io<0時(shí)，逆變器在一個(gè)工作周期內(nèi)存在一、四兩個(gè)工作區(qū)間，以區(qū)間四的模態(tài)4、6為例分析：

模態(tài)4時(shí)，開關(guān)管S2導(dǎo)通，電流由S2流向負(fù)載，這與Buck電路中S1的導(dǎo)通效果一致；模態(tài)6時(shí)，S2關(guān)斷，S3導(dǎo)通，負(fù)載電流通過(guò)S3續(xù)流，這與Buck電路中VD導(dǎo)通續(xù)流的效果一致。所以單相T型逆變器工作區(qū)間四內(nèi)的模態(tài)4、6也構(gòu)成Buck電路，與工作區(qū)間二內(nèi)模態(tài)1、3的等效Buck電路區(qū)別在于其開關(guān)管(S2)的位置位于下方，但這樣的結(jié)構(gòu)對(duì)Buck的功能沒有影響，相應(yīng)的共模干擾傳播通道及高頻等效模型如圖10所示，其余工作區(qū)間內(nèi)各模態(tài)的分析與此類似。

圖10 模態(tài)4、6共模干擾傳播通道及等效模型Fig.10 Common-mode interference passageway and high-frequency equivalent model under mode 4，6

在一個(gè)工作周期內(nèi)，單相T型逆變器在4種不同的工作模態(tài)下具有不同的共模電壓，但都可以用U點(diǎn)對(duì)O點(diǎn)的電壓表示，則共模電壓為

VCM=V1 & 3+V2 & 4+V3 & 5+V4 & 6=VUO

(5)

當(dāng)逆變器負(fù)載為純電阻或阻感負(fù)載時(shí)，負(fù)載對(duì)地寄生電容Cg可忽略，此時(shí)逆變器的高頻等效模型可以簡(jiǎn)化，如圖11所示。

圖11 三相T型逆變器共模干擾等效模型(Cg可忽略)Fig.11 Common-mode interference equivalent model of 3-level T-shaped inverter (ignore Cg)

但當(dāng)逆變器負(fù)載為電機(jī)等交流負(fù)載時(shí)，此時(shí)三相交流負(fù)載對(duì)參考地的寄生電容Cg已不可忽略，必須將電機(jī)的高頻模型及寄生電容Cg考慮在內(nèi)。感應(yīng)電機(jī)的高頻等效電路模型如圖12所示，其中W、N和G分別為三相感應(yīng)電機(jī)的輸入端子、中性點(diǎn)和接地端子，Re、Ld、Ca、Cb、Cc、Cg分別為電機(jī)的鐵心損耗等效電阻、繞組漏電感、輸入端子對(duì)地雜散電容、繞組中性點(diǎn)對(duì)地雜散電容[19]。

圖12 三相感應(yīng)電機(jī)及其高頻模型Fig.12 3-phase induction machine and its high-frequency equivalent model

則帶電機(jī)負(fù)載的三相T型逆變器傳導(dǎo)干擾等效模型如圖13所示。

圖13 帶電機(jī)負(fù)載的共模干擾等效模型(Cg不可忽略)Fig.13 Common-mode interference equivalent model with induction machine (without ignore Cg)

3.2 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

負(fù)載為純電阻條件下，共模電壓的仿真及實(shí)測(cè)波形如圖14所示，其中Va、Vb分別為L(zhǎng)ISN上兩個(gè)50Ω電阻上的電壓，共模電壓VCM=(Va+Vb)/2，它與逆變器的開關(guān)器件的導(dǎo)通關(guān)斷動(dòng)作密切相關(guān)，隨開關(guān)狀態(tài)的變化呈現(xiàn)周期性的變化，變化周期與載波(輸出電壓)頻率保持一致。

圖14 共模電壓VCM仿真及實(shí)測(cè)波形Fig.14 Simulation and experiment waveform of common-mode voltage

仿真及實(shí)測(cè)共模傳導(dǎo)干擾電壓VCM的FFT分析如圖15所示，對(duì)比分析可知：

1)在0～10MHz范圍內(nèi)，兩條頻譜曲線的峰值和變化趨勢(shì)基本一致，在50kHz(開關(guān)頻率為5kHz)處都存在一個(gè)55dB左右的峰值點(diǎn)。

2)在10～50MHz高頻段內(nèi)，實(shí)測(cè)頻譜與仿真頻譜存在誤差，仿真頻譜出現(xiàn)了一個(gè)幅值較小的拐點(diǎn)和峰值點(diǎn)，這是由于測(cè)量?jī)x器測(cè)量精度和采樣點(diǎn)數(shù)量的局限，未能對(duì)部分高頻信號(hào)進(jìn)行有效提取，導(dǎo)致實(shí)測(cè)頻譜未能如實(shí)反映10～50MHz頻段內(nèi)部分高頻信號(hào)的實(shí)際情況。但在此頻段內(nèi)，共模電壓頻譜的幅值較小，兩條頻譜曲線的誤差也不超過(guò)5dB，對(duì)傳導(dǎo)EMI頻譜分析和預(yù)測(cè)的影響較小，仿真頻譜仍能較為準(zhǔn)確地反映傳導(dǎo)共模干擾的實(shí)際狀況。

圖15 共模傳導(dǎo)干擾VCM頻譜分析(電阻負(fù)載)Fig.15 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with resistance load

負(fù)載為三相感應(yīng)電機(jī)時(shí)，不同開關(guān)頻率和對(duì)參考地寄生電容條件下共模傳導(dǎo)干擾電壓VCM仿真波形的FFT分析結(jié)果如圖16所示。

1)由圖16a與15a對(duì)比分析可知，由于三相與單相逆變器共模干擾傳播通道的不同(三相為電機(jī)負(fù)載，其對(duì)參考地有較大的寄生電容)，使其頻譜與單相時(shí)的共模干擾具有較大差異。

2)由圖16a、圖16b、圖16c對(duì)比分析可知，共模傳導(dǎo)干擾幅值隨開關(guān)頻率的增加而增大(圖16a比圖16b增加了10dB左右)，但不同頻率下干擾頻譜的第一個(gè)拐點(diǎn)都在5MHz左右，說(shuō)明其不受開關(guān)頻率的影響。5MHz以上高頻段的頻譜與開關(guān)頻率密切相關(guān)，這是由于共模電壓中包含開關(guān)頻率邊頻帶的高次諧波，開關(guān)頻率越高，諧波頻率也越高，高頻段的拱形波峰也越多(密集)。

圖16 共模傳導(dǎo)干擾VCM頻譜分析(電機(jī)負(fù)載)Fig.16 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with induction machine load

3)由圖16a、圖16d對(duì)比分析可知，在開關(guān)頻率不變的情況下，電機(jī)對(duì)地寄生電容擴(kuò)大10倍，其共模干擾的幅值增加了10～20dB，說(shuō)明共模傳導(dǎo)干擾與電機(jī)對(duì)地寄生電容關(guān)系密切，寄生電容越大，共模干擾越嚴(yán)重。

4 共模電壓抑制算法

常用的共模電壓和共模干擾抑制手段主要有硬件和軟件兩種途徑：硬件的方式通過(guò)在原有逆變器中增加針對(duì)性設(shè)計(jì)的濾波器，通過(guò)濾除特定頻率范圍的電壓、電流信號(hào)來(lái)減小共模電壓及共模干擾，存在增加逆變器成本和體積的缺點(diǎn)，通用性較差且會(huì)增加原有逆變器的設(shè)計(jì)難度；軟件的方式主要是從改進(jìn)逆變器的控制算法入手，通過(guò)改進(jìn)PWM控制算法使逆變器三相輸出電壓之和在所有時(shí)刻盡可能為零，在共模電壓產(chǎn)生的源頭對(duì)共模電壓及共模干擾進(jìn)行抑制，與硬件的方法相比具有不會(huì)增加系統(tǒng)成本和設(shè)計(jì)難度的優(yōu)點(diǎn)，但由于控制方式的改變，可能會(huì)對(duì)逆變器輸出電壓造成不利影響。

4.1 SVPWM改進(jìn)算法

如表2所示，三相T型逆變器一共有27種開關(guān)狀態(tài)，若采用空間矢量脈寬調(diào)制(SpaceVectorPulseWidthModulation,SVPWM)算法，由于它采用了27種開關(guān)狀態(tài)，其共模電壓的最大值為Vdc/2，uCM較大。若只采用表2所示的7種共模電壓為零的開關(guān)狀態(tài)，可以使共模電壓減小為零，但會(huì)由于采用的電壓矢量較少而導(dǎo)致不同開關(guān)狀態(tài)切換過(guò)程中輸出電壓的電平過(guò)渡不平滑，vo的THD較大。為了兼顧共模電壓的抑制和輸出電壓波形質(zhì)量，改進(jìn)型SVPWM算法采用表2所示的共模電壓分別為Vdc/6、0、-Vdc/6的3類(19種)中開關(guān)狀態(tài)，可使逆變器的uCM最大值降為Vdc/6，同時(shí)對(duì)輸出電壓的波形也不會(huì)造成太大影響。

改進(jìn)型SVPWM算法也采用電壓空間矢量的方法，其與SVPWM的不同在于電壓矢量順序的安排和作用時(shí)間的分配，具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程不再贅述。兩種算法在第1扇區(qū)(空間分為6個(gè)扇區(qū))第1區(qū)間(每扇區(qū)分為6個(gè)區(qū)間)內(nèi)的電壓矢量和作用時(shí)間分配分別如圖17a、圖17b所示，其中Ta、Tb、Tc為三個(gè)電壓基本矢量的作用時(shí)間，其和為開關(guān)周期TS，其余區(qū)間同理可得。

圖17 扇區(qū)1區(qū)域1內(nèi)電壓矢量順序及時(shí)間分配Fig.17 Vector sequence and time allocation of sector 1 zone 1

4.2 調(diào)制波移相PWM算法

采用PODSPWM和改進(jìn)SVPWM算法，可以使逆變器的共模電壓得到一定程度的抑制，從而減小其共模干擾。但從共模電壓的產(chǎn)生機(jī)理來(lái)看，這兩種算法在原理上仍不能使任意時(shí)刻逆變器三相橋臂的輸出電壓之和為零，因而無(wú)法完全消除共模電壓。

為使所有時(shí)刻逆變器的輸出電壓之和為零，本文提出一種調(diào)制波移相的PWM控制算法。如圖18所示，它采用兩組頻率相同的正弦調(diào)制波Vsa和Vsb，Vsb相位滯后Vsa120°，兩者分別與同一個(gè)載波信號(hào)Vc相比較，可以產(chǎn)生va、vb兩組中間調(diào)制信號(hào)(Vsa、Vsb>Vc，va和vb取為高電平)。由va-vb可得最終的調(diào)制信號(hào)，再根據(jù)表1將最終的調(diào)制信號(hào)分配于各開關(guān)器件，可將va-vb最終轉(zhuǎn)換為逆變器輸出的相電壓波形。

圖18 調(diào)制波移相SPWM控制Fig.18 Modulation wave phase shift SPWM control

令兩組調(diào)制波的幅值為1，則A相的相電壓為

(6)

B相調(diào)制波信號(hào)取為Vsb和Vsc，C相取為Vsc和Vsa，Vsc滯后Vsb120°，則三相共模電壓為

(vb-vc)+(vc-va)]=0

(7)

綜上，通過(guò)調(diào)制波移相PWM的方法，可以使共模電壓減小為零，消除了產(chǎn)生共模干擾的根源，使得從理論上消除uCM及其干擾成為可能。

4.3 對(duì)比分析

為了驗(yàn)證上述分析，三相T型逆變器分別采用傳統(tǒng)SVPWM、PODSPWM和載波移相PWM控制方式時(shí)的共模電壓波形和對(duì)應(yīng)的諧波含量分析以及共模干擾的實(shí)測(cè)頻譜如圖19、圖20所示。

圖19 不同控制方式下的共模電壓及諧波分量Fig.19 Common mode voltage and harmonic component under different control

圖20 不同控制方式下共模干擾的實(shí)測(cè)頻譜Fig.20 Frequency spectrum analysis of common-mode interference under different control

由上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，PODSPWM和調(diào)制波移相PWM兩種算法都可有效減小T型逆變器的共模電壓，調(diào)制波移相PWM算法的效果最好，達(dá)到了理論預(yù)期。圖19c表明采用調(diào)制波移相算法時(shí)逆變器仍存在一定量的共模電壓，對(duì)其進(jìn)行局部放大發(fā)現(xiàn)，這是由于開關(guān)器件具有一定的動(dòng)作延時(shí)，使得逆變器輸出相電壓在高低電平的銜接處存在一定的電壓尖峰，此時(shí)的共模電壓主要是電壓尖峰，電壓持續(xù)時(shí)間為瞬間，諧波分量很小，諧波分量的分析結(jié)果很好地說(shuō)明了上述分析。

實(shí)驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)采用不同PWM調(diào)制算法時(shí)，T型逆變器輸出電壓存在差異。輸入電壓VDC同為700V時(shí)，三種算法下逆變器線電壓的基波幅值、有效值和THD(濾波以前)見表3。

表3 不同算法下的線電壓

Tab.3Linevoltageunderdifferentalgorithms

調(diào)制算法基波幅值/VRMS/VTHD(%)SVPWM631.4494.537.2改進(jìn)SVPWM606.7472.245.8調(diào)制波移相PWM502.8406.962.9

對(duì)比表3結(jié)果可知，由于改進(jìn)型SVPWM算法采用的電壓矢量(19種)少于SVPWM算法(27種)，導(dǎo)致其輸出電壓的THD增加，而且輸出電壓的基波幅值和有效值也略小于原算法，其調(diào)制比(直流電壓利用率)有所降低。

表3中采用調(diào)制波移相PWM算法時(shí)，逆變器輸出電壓的THD明顯增加，這是由于調(diào)制波移相PWM算法在通過(guò)改變開關(guān)信號(hào)的調(diào)制方式消除了逆變器共模電壓的同時(shí)，犧牲了原有算法下輸出電壓的正弦度，導(dǎo)致其直流電壓利用率較低，同時(shí)也帶來(lái)輸出諧波含量較大的缺點(diǎn)。相比于傳統(tǒng)SVPWM算法(每次工作狀態(tài)切換僅允許一個(gè)橋臂的開關(guān)動(dòng)作)而言，其每次工作狀態(tài)切換時(shí)都涉及不同橋臂的多個(gè)開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作切換，開關(guān)損耗也較大。

從直流電壓利用率、輸出電壓THD和共模電壓抑制效果等方面綜合衡量，改進(jìn)SVPWM算法的綜合效果較好，具有實(shí)際工程應(yīng)用價(jià)值。調(diào)制波移相PWM算法具有良好的共模電壓抑制效果，但其輸出電壓的諧波含量較大，一定程度上限制了該算法的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值，因此，如何減小調(diào)制波移相算法存在的THD和開關(guān)損耗較大的缺點(diǎn)，是一個(gè)值得繼續(xù)深入研究的問(wèn)題。

5 結(jié)論

本文研究了T型逆變器共模電壓的產(chǎn)生機(jī)理，采用PWM控制算法時(shí)無(wú)法保證所有時(shí)刻逆變器三相輸出電壓之和為零是造成逆變器共模電壓的主要原因。推導(dǎo)了逆變器共模電壓的傅里葉表達(dá)式并分析了其諧波成分，提出了逆變器的共模高頻等效模型，由實(shí)測(cè)和高頻模型得出的共模電壓頻譜具有很高的一致性，說(shuō)明該模型可以準(zhǔn)確描述T型逆變器的共模干擾。根據(jù)共模電壓產(chǎn)生機(jī)理提出了消除共模電壓的調(diào)制波移相PWM算法，與傳統(tǒng)SVPWM、改進(jìn)SVPWM和PODSPWM算法的對(duì)比仿真分析說(shuō)明了該算法對(duì)于抑制共模電壓的有效性，同時(shí)也存在開關(guān)損耗增加和輸出電壓THD增大的問(wèn)題。

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Common Mode Interference and Common Mode Voltage Suppression Algorithm of T-Shaped Inverter

Wang Quandong Chang Tianqing Li Fangzheng Yan Zhifeng Chen Junwei

(DepartmentofControlEngineeringAcademyofArmoredForcesEngineeringBeijing100072China)

Invehicleelectricaltransmissionandotherhigh-powerorhign-densityACspeedregulatingoccasions，theimpactanddamageofcommonmodeinterferenceisparticularprominentonthemotorandspeedregulatingsystem.ThispaperanalyzedthetopologystructureandworkingmodesoftheT-shapedinverterindetails，achievesthecauseofcommonmodevoltage.WealsodeductedFourierexpressionofcommonmodevoltageandanalyzeditsharmoniccomponentsandmathematicalmeaning.Besides，weproposedahighfrequencyequivalentmodeloftheT-typeinverterwithcommonmodeinterferencecapacity，simulationresultsofcommonmodevoltagespectrumshowthatthemodelcanreflecttheactualstatusofthecommonmodecurrent.Finally，akindofmodulationwavephaseshiftPWMalgorithmthatcaneliminatecommonmodevoltagewasproposed.ItshowsthatthenewalgorithmismoreeffectivecomparedwithtraditionalSVPWM，improvedSVPWMandPODSPWMalgorithm.Anditalsoindicatestheshortcomingsofthemodulationwavephaseshiftalgorithm.

ACspeedregulating，T-shapedinverter，commonmodevoltage，high-frequencyequivalentmodel，suppressionalgorithm

武器裝備軍內(nèi)科研基金項(xiàng)目資助(JNKY2014ZB08)。

2015-07-01 改稿日期2016-01-04

TM46

王全東 男，1989年生，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)、導(dǎo)航制導(dǎo)與控制。

E-mail：08291025@mail.bjtu.edu.cn(通信作者)

常天慶 男，1963年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)閷?dǎo)航制導(dǎo)與控制、火控系統(tǒng)及其智能化技術(shù)。

E-mail：changtiannqing@263.net