中高壓直流輸出的固態(tài)變壓器研究

摘 要：文章針對(duì)高壓交流輸入、高壓直流輸出的固態(tài)變壓器的拓?fù)浼翱刂普归_研究。文章所提拓?fù)涞倪B接方式為輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)（ISOS），實(shí)現(xiàn)了中高壓直流輸出，建立了連續(xù)時(shí)間域的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型，提出電壓均衡控制策略。最后，利用MATLAB對(duì)所提拓?fù)浼翱刂撇呗赃M(jìn)行仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證了文章方案的正確性。

關(guān)鍵詞：輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)；直流輸出；級(jí)聯(lián)H橋；LLC；固態(tài)變壓器

引言

隨著電力電子技術(shù)和半導(dǎo)體領(lǐng)域的發(fā)展，直流輸配電與交流輸配電相比，有線路成本低、損耗少、提供的電力更為可靠、清潔能源以及儲(chǔ)能裝置系統(tǒng)與電網(wǎng)連接成本低等優(yōu)點(diǎn)，這促使直流輸配電技術(shù)逐漸得到了廣泛應(yīng)用[1]。

為最大限度地達(dá)到分布式能源的作用和效果，直流配電網(wǎng)主要以直流微網(wǎng)的形式運(yùn)行[2]。要把直流微網(wǎng)連接進(jìn)入配網(wǎng)和實(shí)現(xiàn)不同種電壓等級(jí)的直流配網(wǎng)之間的連接，必將遇到直流能量的轉(zhuǎn)換。與交流配網(wǎng)不同，直流配網(wǎng)不能通過電磁感應(yīng)的原理來實(shí)現(xiàn)電壓的調(diào)節(jié)，而必須使用以電力電子技術(shù)為基礎(chǔ)的功率變換器達(dá)到電壓調(diào)節(jié)和輸送功率，主要的途徑是運(yùn)用固態(tài)變壓器（solid state transformer-SST）實(shí)現(xiàn)高頻變換和功率流動(dòng)的調(diào)節(jié)以及電壓的變換，同時(shí)在電氣上也實(shí)現(xiàn)了隔離[3]。

因此，研究中高壓直流輸出的固態(tài)變壓器顯得尤為重要。文章提出了適用于中高壓直流配電的固態(tài)變壓器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并給出了兩部分的控制策略，并通過仿真驗(yàn)證了文章的正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略

主電路拓?fù)淙鐖D1所示，為單相電網(wǎng)模塊級(jí)聯(lián)示意圖。前級(jí)為級(jí)聯(lián)H橋整流（CHMC），后級(jí)為雙向LLC諧振變換器。

級(jí)聯(lián)H橋整流結(jié)構(gòu)是多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，目前的多電平的PWM調(diào)制策略主要有：階梯波調(diào)制法和特定諧波消除脈寬調(diào)制法、諧波注入式脈寬調(diào)制、開關(guān)頻率優(yōu)化脈寬調(diào)制、空間矢量調(diào)制法和三角載波SPWM調(diào)制法等。而文章的級(jí)聯(lián)型多電平整流器采用三角波載波移相SPWM調(diào)制法。

載波移相SPWM調(diào)制的基本原理：將n個(gè)相同模塊串聯(lián)，設(shè)置相同的開關(guān)周期、頻率調(diào)制比k和幅度調(diào)制比m，并使用同一個(gè)正弦調(diào)制波；相鄰模塊的載波之間有移相角，分別移相360°/n。各模塊產(chǎn)生的SPWM脈沖的基波的相位、幅值均相同，且脈沖不重合，因此輸出電壓疊加的信號(hào)的等效開關(guān)頻率大大提高。可在不提高開關(guān)頻率的前提下，減少輸出諧波。文章以三個(gè)模塊串聯(lián)構(gòu)成的固態(tài)變壓器為例。每個(gè)模塊采用雙極性調(diào)制，模塊間載波相移120°，交流側(cè)輸出電壓為七電平的SPWM波形。這種控制策略相對(duì)簡便，同時(shí)使拓?fù)涞牡刃ч_關(guān)頻率成倍增加，并有較好的諧波特性。

SST對(duì)電能質(zhì)量有較高的要求，因此需要對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行閉環(huán)控制，使得輸入電流保持較高的正弦度。直接使用傳統(tǒng)的PI控制器，對(duì)直流量產(chǎn)生無窮大的增益，在工頻下增益有限，這將產(chǎn)生靜差，不能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)對(duì)電流的精確控制，并需要進(jìn)行控制器校正。文章采用基于單相d-q矢量變換的控制策略，此方案與三相d-q矢量坐標(biāo)變換類似，通過虛擬正交變換，即采用另一個(gè)與原電路所有參數(shù)相同的電路，其交流量相位滯后原電路90°的方法。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的兩個(gè)直流分量來表示靜止坐標(biāo)系下的正弦交流量，然后就可以利用傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)對(duì)交流電流的無靜差控制。在αβ靜止坐標(biāo)系下，將正弦量作為α軸分量，將虛擬的余弦量作為β軸分量，構(gòu)成旋轉(zhuǎn)向量X，通過坐標(biāo)變換，構(gòu)造與X同步旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系，則旋轉(zhuǎn)向量X與dq坐標(biāo)系相對(duì)靜止。

單相dq坐標(biāo)變換的公式為：

通過小信號(hào)分析，可得小信號(hào)數(shù)學(xué)模型：

由上式可求出控制對(duì)象，進(jìn)而設(shè)計(jì)控制器。

CHMC的控制策略采用文獻(xiàn)[5]所提出的，并加以改進(jìn)。在控制策略框圖中，整流橋直流側(cè)電容電壓平衡控制是基于dq矢量控制，本平衡策略主要調(diào)節(jié)da1，da2，da3來達(dá)到各H橋間有功功率的分布。dd，dq是單相dq矢量解耦控制計(jì)算出來的，Vh1，Vh2與基準(zhǔn)電容電壓比較，再經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生Δdd1，Δdd2，分別與dd疊加，產(chǎn)生1，2兩H橋的控制信號(hào)dd1，dd2；對(duì)于第三個(gè)H橋，Δdd3=- Δdd2-Δdd1，這樣就不會(huì)影響總電壓環(huán)的控制。

對(duì)于雙向LLC諧振變換器，應(yīng)用擴(kuò)展描述函數(shù)法對(duì)電路拓?fù)溥M(jìn)行小信號(hào)建模，可得到其狀態(tài)空間模型。從控制到輸出的傳遞函數(shù)表達(dá)式為[4]：

雙向LLC變換器的控制策略采用同一占空比的頻率調(diào)制。當(dāng)雙向LLC變換器采用ISOS連接，且各變換器采用相同的驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)，其輸入和輸出電壓均具有自然均衡特性。因此，在前級(jí)CHMC環(huán)節(jié)的控制下，已經(jīng)達(dá)到了三模塊電容電壓的均衡，即雙向LLC環(huán)節(jié)的輸入電壓均相同，在此情況下，只需控制總的串聯(lián)輸出電壓，各個(gè)LLC部分的輸出電壓均相同。

2 仿真驗(yàn)證

根據(jù)文章所提拓?fù)浼翱刂撇呗?，用MATLAB搭建仿真模型。仿真的主要參數(shù)為：固態(tài)變壓器功率10kW，交流輸入660V，高壓直流電容電壓400V，整流級(jí)濾波電感21mH，級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)頻率15kHz，低壓直流電容電壓160V，輸出直流電壓480V。圖2、3所示結(jié)果驗(yàn)證了方案的可行性。

參考文獻(xiàn)

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