基于單極性倍頻SPWM調(diào)制的電阻焊逆變電源

羅忠福，謝 明

(上海理工大學(xué) 光電信息與計算機工程學(xué)院，上海 200093)

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基于單極性倍頻SPWM調(diào)制的電阻焊逆變電源

羅忠福，謝 明

(上海理工大學(xué) 光電信息與計算機工程學(xué)院，上海 200093)

由于單相工頻電阻焊機存在工作電流不連續(xù)，易產(chǎn)生飛濺，功率因數(shù)低的問題。設(shè)計了一種基于單極性倍頻SPWM調(diào)制的電阻焊逆變電源控制方案，將三相工頻交流電網(wǎng)電壓整流后，采用SPWM逆變技術(shù)實現(xiàn)恒流、恒壓控制，電源輸出電流連續(xù)，電流尖峰小，熱效率高以及功率因數(shù)高的目的。對于某些需要較短焊接時間的焊接工藝，還可提高輸出電流頻率，實現(xiàn)較短時間焊接。

電阻焊；單極性倍頻SPWM；逆變電源

電阻焊因其具有操作簡單、焊接質(zhì)量高、生產(chǎn)效率高，易于實現(xiàn)機械化、自動化等優(yōu)點，在焊接領(lǐng)域中得到廣泛應(yīng)用，近年來對于電阻焊機產(chǎn)品的需求量不斷增加[1-2]。隨著電子電力技術(shù)、微機技術(shù)以及新材料技術(shù)的不斷進步，作為焊接學(xué)科的一個重要組成部分，電阻焊技術(shù)出現(xiàn)了前所未有的發(fā)展[3-5]。目前市場上廣泛采用的是單相工頻電阻焊機，此類焊機結(jié)構(gòu)簡單、控制方便、通用性強，但輸出焊接電流不連續(xù)且易產(chǎn)生較大的電流尖峰，焊接時會產(chǎn)生飛濺的現(xiàn)象；當(dāng)焊接電流越小時，導(dǎo)通角越小，波形就越不連續(xù)，因而熱效率低，功率因數(shù)低[6]。逆變電阻點焊機與傳統(tǒng)的電阻點焊機相比，具有良好的工藝性能與動態(tài)響應(yīng)，焊接輸出精密可控，焊點質(zhì)量高，近年來受到了廣泛重視[7-8]。本文提出一種基于單極性倍頻SPWM調(diào)制的電阻焊逆變電源控制方案，針對工頻電阻焊工作電流不連續(xù)、功率因數(shù)低的問題，將三相工頻交流電網(wǎng)電壓整流后，采用SPWM逆變技術(shù)實現(xiàn)恒流、恒壓控制，電源輸出電流連續(xù)，電流尖峰小，熱效率高，功率因數(shù)高。

1 電阻焊逆變電源工作原理

電阻焊全橋式逆變電源主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 電阻焊全橋式逆變電源主電路

其工作原理為：三相工頻交流電網(wǎng)電壓經(jīng)二極管整流后給儲能電容C1充電，得到直流母線電壓，直流母線電壓經(jīng)過IGBT全橋逆變電路后轉(zhuǎn)化為交流電壓，此交流電壓經(jīng)過降壓變壓器降壓后輸出到電焊機電極上。

此電路的關(guān)鍵控制部分在逆變電路上，為使逆變輸出交流電壓接近于理想正弦電壓，可采用SPWM調(diào)制方式進行逆變控制。在常規(guī)SPWM 調(diào)制方式中，開關(guān)頻率和輸出電壓脈沖頻率是相等的，若IGBT的開關(guān)頻率太高，電路開關(guān)損耗增大，且過大的電流將會使開關(guān)管發(fā)熱嚴重，長時間運行會損壞開關(guān)器件；大電流下開關(guān)管高速通斷，會產(chǎn)生較高的電壓尖峰，有可能造成開關(guān)管或其他元件被擊穿，因此在大功率場合一般開關(guān)頻率均不能過高[9-10]。由于電阻焊逆變電源就屬于大功率工作場合，流過開關(guān)管IGBT的電流較大，開關(guān)頻率不能過高。但開關(guān)頻率降低會使輸出波形中THD 含量變高，因此可采用單極性倍頻SPWM 調(diào)制方式，這種調(diào)制方式下電路實際輸出電壓頻率為開關(guān)頻率的兩倍，使得逆變電源在較低的開關(guān)頻率下，也能得到較好輸出波形。

2 控制方案設(shè)計

2.1 單極性倍頻SPWM 調(diào)制方式

單極性倍頻SPWM 調(diào)制方式就是用2個幅值相等，極性相反的正弦波與三角波調(diào)制產(chǎn)生開關(guān)驅(qū)動信號[11]。這種調(diào)制方式含有2個基波ug和-ug?；╱g與三角波uc調(diào)制出的信號及其互補信號作為前橋臂的驅(qū)動信號，基波-ug與三角波uc調(diào)制出的信號及其互補信號作為后橋臂的驅(qū)動信號。圖2中給出了單極性倍頻SPWM 的調(diào)制原理。其中u1、u4分別為開關(guān)管VT1、VT4的驅(qū)動信號。在輸出電壓u0的正半周，當(dāng)u1、u4分均為高電平時，VT1和VT4同時導(dǎo)通，此時u0=Ud(Ud為直流母線電壓)；當(dāng)u1或u4有一個為低電平時，則VT2和VT4或者VT1和VT3導(dǎo)通，此時u0=0。因為在正半周內(nèi)，u1、u4不會同時為低電平，所以VT2，VT3不會同時開通，從而使得輸出電壓u0中只包含Ud和0 兩個電平。同理，輸出電壓u0在負半周，輸出電壓u0由驅(qū)動信號u2和u3的與邏輯決定，而驅(qū)動信號u2和u3與u1和u4互補，因此輸出電壓u0只包含0 和Ud兩個電平。由于u0在一個載波周期內(nèi)有兩次狀態(tài)轉(zhuǎn)變，所以其頻率是開關(guān)頻率的2倍。

圖2 單極性倍頻SPWM 調(diào)制原理

2.2 電壓初相角計算

電阻焊逆變電源工作時負載一般為感性負載，電流工作在連續(xù)模式，由于電路中電感負載的儲能作用，若電壓初相角 與負載阻抗角 不匹配，將導(dǎo)致電流正負半周面積不相等，電流波形正負不對稱，即電流中有直流分量存在。電流中直流分量的存在會導(dǎo)致焊接時焊件焊點質(zhì)量不對稱，影響焊接效果，并且由于焊接時電流很大，長時間將不對稱電流供給變壓器會導(dǎo)致變壓器偏磁飽和[12-13]。

當(dāng)焊接電源工作時，流經(jīng)IGBT的電流可分為強制分量i1和自由分量i2兩部分[14]，如圖3所示。

圖3 電流分量關(guān)系

其中，強制分量i1為

(1)

式中，U為電壓有效值；Z為負載阻抗，即

(2)

負載阻抗角

(3)

在ωt=0 時刻，電流應(yīng)從0開始上升，則

i=i1+i2=0

(4)

由于

(5)

因此ωt=0 時刻，i2的初始值為

(6)

i2的衰減時間常數(shù)為

(7)

故自由分量i2

(8)

流經(jīng)IGBT的電流

(9)

假設(shè)電流正半周的導(dǎo)通角為θ，由于電流工作在連續(xù)模式，因此電流負半周的導(dǎo)通角為360°-θ。當(dāng)ωt=θ時，電流衰減到0，此時

i1=-i2

即

經(jīng)運算得

當(dāng)負載阻抗角φ為一定時，可解出α與導(dǎo)通角θ的關(guān)系，如圖4所示。

圖4 α與θ及負載阻抗角φ的關(guān)系

由圖4可知，當(dāng)電壓初相角α>φ時，電流正半周的導(dǎo)通角θ<180°，電流負半周導(dǎo)通角>180°，電流正半周面積小于負半周面積。而當(dāng)α<φ時， 電流正半周的導(dǎo)通角θ>180°，電流負半周導(dǎo)通角>180°，電流正半周面積大于負半周面積。只有當(dāng)α=φ時，θ=180°，電流正負半周面積才相等，此時電流波形對稱，電流中沒有直流分量存在。因此當(dāng)焊接電源工作時，只有給定合適的電壓初相角α=φ，才能使電流波形對稱，保證焊接質(zhì)量。

由于在焊接電路實際工作中，并不已知負載功率因數(shù)角φ，且因接觸電阻不同，導(dǎo)致負載阻抗角變化。而設(shè)定的電壓初相角α是可知的，因此可由當(dāng)前設(shè)定的電壓初相角α和測量得到的電流正半周的導(dǎo)通角θ，根據(jù)α與θ及負載阻抗角φ的關(guān)系，計算出當(dāng)前電路負載阻抗角φ。在之后的控制中，設(shè)定電壓初相角α=φ，使輸出電流波形保持對稱，電流中沒有直流分量存在，以保證焊接質(zhì)量并避免變壓器偏磁飽和，在此控制下電路功率因數(shù)即保持為cosφ。

2.3 恒流模式控制

在焊接時常用恒流模式控制，但由于電路輸出端電流過大，實際中一般不對輸出電流直接控制，而是根據(jù)變壓器變比的折算關(guān)系，對相應(yīng)的原邊電流進行控制。使用傳感器采樣得到原邊電流瞬時值，需要將采樣得到的瞬時值進行真有效值轉(zhuǎn)換為原邊電流有效值。恒流模式控制流程如下，將給定的原邊電流有效值I*與原邊電流有效值采樣值I作差，所得誤差經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)器進行計算，得到所需的SPWM調(diào)制比m；再由測量得到的導(dǎo)通角θ及當(dāng)前初相角計算出所需的初相角α；根據(jù)計算得到調(diào)制比m與初相角α以及設(shè)定的輸出頻率f進行SPWM調(diào)制，輸出SPWM控制信號。

圖5 恒流模式控制流程

2.4 恒壓模式控制

考慮到不同材料的焊接工藝需要，設(shè)計了恒壓控制模式，但若直接對電極間電壓采樣，受干擾較大，處理較為困難。因此也可根據(jù)變壓器變比的折算關(guān)系，將對電極間輸出電壓的控制轉(zhuǎn)化為對相應(yīng)的原邊電壓進行控制。使用傳感器采樣得到原邊電壓瞬時值后，進行真有效值轉(zhuǎn)換為原邊電壓有效值。當(dāng)采用恒壓模式控制時，控制流程與恒流模式控制類似，控制流程如下圖6所示。

圖6 恒壓模式控制流程

3 實驗結(jié)果與分析

根據(jù)上述原理與控制，采用Matlab/Simulink 搭建了仿真模型，通過仿真實驗，得到如下實驗結(jié)果。

3.1 恒流控制實驗

圖7為負載阻抗角φ=75°時，電源輸出電流1 000 A、50 Hz的恒流控制波形。假設(shè)在實際電路控制中開始輸出時并不知負載阻抗角φ大小，因此可設(shè)定開始時初相角α為90°，由圖可知開始時α>φ，電流正半周的導(dǎo)通角θ<180°，電流正半周面積小于負半周面積。經(jīng)過兩個周期之后電流波形基本對稱，說明初相角α已調(diào)整到與負載阻抗角φ相等，此時電源穩(wěn)定地輸出有效值1 000 A的正弦交流電流。

考慮到某些焊接工藝需要較短的焊接時間[15]，如微型零件的精密焊接，此時可設(shè)置較高的電流輸出頻率，實現(xiàn)較短時間焊接。圖8為電源輸出電流1 000 A，頻率為100 Hz時的恒流控制波形。對比50 Hz波形可知，頻率越高，調(diào)節(jié)速度越快，電流波形也越穩(wěn)定。

圖7 恒流輸出1 000 A、50 Hz的電流波形

圖8 恒流輸出1 000 A、100 Hz的電流波形

3.2 恒壓控制實驗

圖9為負載阻抗角φ=75°，電極間輸出電壓有效值1 V、50 Hz時的恒壓控制波形。與恒流控制類似，輸出電壓在兩個周期后基本對稱，電極間穩(wěn)定輸出有效值為1 V正弦交流電壓。

圖9 恒壓輸出1V的電壓波形

4 結(jié)束語

針對目前市場上廣泛采用的單相工頻電阻焊機工作電流不連續(xù)、功率因數(shù)低且易產(chǎn)生飛濺的問題，設(shè)計了一種基于單極性倍頻SPWM調(diào)制的電阻焊逆變電源控制方案，將三相工頻交流電網(wǎng)電壓整流后，采用SPWM逆變技術(shù)實現(xiàn)恒流、恒壓控制。通過實驗驗證，電源輸出電流、電壓可控，輸出電流連續(xù)，電流尖峰小，熱效率高，功率因數(shù)只與負載有關(guān)，不隨電流減小而降低。對于某些需要較短的焊接時間的焊接工藝，可通過設(shè)置較高的輸出電流頻率，實現(xiàn)較短時間焊接。

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Research on Resistance Welding Inverter Power Supply Base on Unipolar Double Frequency SPWM Modulation

LUO Zhongfu，XIE Ming

(School of Optical-Electrical and Computer Engineering, University of Shanghai for Science and Technology, Shanghai 200093, China)

Single phase power frequency resistance welding machines of widely used in the current market have these problems. The working current is discontinuous. It is easy to occur splash and power factor is low. In view of these problems, it is designed a resistance welding inverter control scheme which based on unipolar double frequency SPWM modulation. After the three-phase AC power grid voltage is rectified, it is used SPWM inverter technology to achieve constant current and constant voltage control. The current of power supply output is continuous and current spikes is small. It is high thermal efficiency and high power factor. For some welding technology of need a short welding time, the output current frequency can be increased to achieve a short time welding.

resistance welding; unipolar double frequency SPWM; inverter power supply

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.12.016

2016- 02- 23

滬江基金資助項目(B1402/D1402)

羅忠福(1991-)，男，碩士研究生。研究方向：電力電子與電力傳動。謝明(1973-)，男，講師。研究方向：電力電子與電力傳動。

TM464

A

1007-7820(2016)12-055-04