基于電流滯環(huán)跟蹤PWM逆變器雙閉環(huán)控制研究

趙 越

(國網(wǎng)山西省電力公司 檢修分公司，山西 太原 030032)

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基于電流滯環(huán)跟蹤PWM逆變器雙閉環(huán)控制研究

趙 越

(國網(wǎng)山西省電力公司 檢修分公司，山西 太原 030032)

為提高并網(wǎng)逆變器的控制性能，以三相全橋并網(wǎng)逆變器為研究對(duì)象，采用LCL濾波器作為輸出濾波器，通過Matlab/Simulink建立三相并網(wǎng)系統(tǒng)逆變器模型，采用電流滯環(huán)跟蹤控制，并將電流單環(huán)控制和電壓電流雙閉環(huán)控制進(jìn)行了比較。仿真結(jié)果表明，在電流滯環(huán)控制策略下，電壓電流雙閉環(huán)控制不僅跟蹤速度快、穩(wěn)定性高，并具有保持并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相位、波形畸變較小、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)。

并網(wǎng)逆變器；LCL濾波器；電流滯環(huán)；雙閉環(huán)

并網(wǎng)逆變器是新能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，逆變器并網(wǎng)發(fā)電運(yùn)行的主要控制問題是逆變器輸出正弦波電流控制技術(shù)[1]，要求并網(wǎng)電流能實(shí)時(shí)跟蹤電網(wǎng)電壓頻率、相位和并網(wǎng)容量給定的變化，且電流的總畸變失真要低，以減小對(duì)電網(wǎng)的諧波影響。早期的PWM非線性控制方法有瞬時(shí)比較方式和三角波比較方式，但均存在著一些缺陷與不足，比如誤差大、電路復(fù)雜、響應(yīng)慢。隨著數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展，電流雙閉環(huán)控制，電流滯環(huán)跟蹤控制，電流偏差預(yù)測控制，有無差拍PWM控制等多種控制策略[2-5]。

并網(wǎng)需要控制輸出電流與電網(wǎng)電壓同相位，采用以直接電流控制為目的的滯環(huán)技術(shù)能較好地解決這一問題[6]。傳統(tǒng)的變頻式滯環(huán)控制，環(huán)寬固定，控制簡單，但有高開關(guān)損耗、諧波污染嚴(yán)重等弊端。

本文以三相全橋并網(wǎng)逆變器為研究對(duì)象，采用LCL的濾波器，通過Matlab/Simulink建立相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)逆變器模型，確定合適的參數(shù)，采用電流滯環(huán)跟蹤控制，并將電流單環(huán)控制和電壓電流雙閉環(huán)控制進(jìn)行比較。仿真結(jié)果表明，在電流滯環(huán)控制策略下，電壓電流雙閉環(huán)控制不僅跟蹤速度快、穩(wěn)定性高，并具有保持并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相位、波形畸變較小、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)。由此，驗(yàn)證設(shè)計(jì)方法的可行性與有效性，為新能源并網(wǎng)逆變器的實(shí)際設(shè)計(jì)提供依據(jù)。

1 并網(wǎng)逆變器電流滯環(huán)控制原理

并網(wǎng)逆變器電流滯環(huán)控制原理，如圖1所示，直流源 可為太陽能、風(fēng)能等可再生能源發(fā)電設(shè)備，逆變器負(fù)載為公共交流電網(wǎng)(220 V/50 Hz)。在并網(wǎng)系統(tǒng)中，因電網(wǎng)電壓是固定的，所以可控制量只有并網(wǎng)電流。滯環(huán)控制應(yīng)用于控制逆變器并網(wǎng)電流，易于實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電壓頻率和相位的實(shí)時(shí)跟蹤，響應(yīng)迅速且穩(wěn)定性好[7]。

圖1 并網(wǎng)逆變器電流滯環(huán)控制原理

HB(Hysteresis Band)是滯環(huán)寬度，由圖1可知，當(dāng)電流誤差信號(hào)低于1/2 HB的滯環(huán)寬度時(shí)，產(chǎn)生的脈沖信號(hào)觸發(fā)S1和S4導(dǎo)通，S2和S3截止，電感電流開始增加；當(dāng)電流誤差信號(hào)超過1/2 HB的滯環(huán)寬度時(shí)，產(chǎn)生的脈沖信號(hào)觸發(fā)S2和S3導(dǎo)通，S1和S4截止，電感電流開始減小，這樣逆變電流始終在滯環(huán)寬度的范圍內(nèi)變化，從而同步跟蹤正弦參考電流。設(shè)新能源輸出電壓為VPV；電網(wǎng)電壓Vgrid；濾波電感Lf；逆變器輸出電流為iinv；參考電流為ir；則當(dāng)S1和S4導(dǎo)通時(shí)，有

(1)

iinv=iL=ir+Δi

(2)

(3)

(4)

(5)

同理，當(dāng)S2和S3導(dǎo)通，有

(6)

(7)

(8)

令Vgrid=Vm·sin(ωst)

(9)

最大頻率為

(10)

平均開關(guān)頻率

(11)

可見，在輸出穩(wěn)定直流電壓的條件下，滯環(huán)寬度決定平均開關(guān)頻率fs·av的高低，滯環(huán)寬度越窄，fs·av越高，負(fù)載電流的脈動(dòng)程度也越低并接近正弦波，電流的總諧波畸變越小，但fs·av越高則電路開關(guān)損耗越高，導(dǎo)致電路效率越低。

2 LCL型電流滯環(huán)跟蹤雙閉環(huán)控制策略

LCL濾波器對(duì)高頻分量呈高阻抗，對(duì)高頻諧波電流可起到較大的衰減作用，即使在低開關(guān)頻率和較小的電感情況下也能滿足電流諧波衰減要求，所以LCL 濾波器通常用于較低開關(guān)頻率的中大功率場合[8]。本文針對(duì)較大功率的并網(wǎng)逆變器進(jìn)行電流控制技術(shù)研究。因此，采用LCL 濾波器作為輸出濾波器。LCL型電流滯環(huán)跟蹤并網(wǎng)逆變器原理如圖2所示。

圖2 LCL型電流滯環(huán)跟蹤并網(wǎng)逆變器原理圖

并網(wǎng)系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制策略進(jìn)行并網(wǎng)控制。其外環(huán)為電壓環(huán)，目的是為了控制并網(wǎng)逆變器直流輸入端電壓即電容電壓穩(wěn)定[9]；內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，目的是為了控制并網(wǎng)逆變器的輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相[10-11]，輸送到電網(wǎng)的功率因數(shù)近似為1。

將實(shí)際檢測到的電容電壓與給定的電容電壓相比較，差值經(jīng)過調(diào)節(jié)器，得到并網(wǎng)電流的給定信號(hào)，此給定電流再與實(shí)際檢測到的并網(wǎng)電流相比較，差值經(jīng)過滯環(huán)比較環(huán)節(jié)，得到全橋逆變器的功率器件的開關(guān)信號(hào)，控制功率器件開通和關(guān)斷，使并網(wǎng)電流在指定的環(huán)寬以內(nèi)變化。

3 仿真分析

3.1 仿真中參數(shù)的設(shè)定

為了對(duì)并網(wǎng)逆變系統(tǒng)理論分析進(jìn)行驗(yàn)證，本文采用Matlab/Simulink中的SimPowerSystems 功能模塊進(jìn)行仿真分析濾波參數(shù)參見文獻(xiàn)[12～13]，取濾波電感L1=5.5 mH，L2=0.1 mH，濾波電容C=20 μF，輸入直流電壓為VPV=600 V，輸出功率Prated=5 kW，單環(huán)控制策略中電容所串電阻Rd=3Ω，滯環(huán)控制器的寬度為1，-1，負(fù)載后面接整流型負(fù)載，參數(shù)L=10 mH，C=10 μF。

3.2 兩種電流滯環(huán)單環(huán)比較

3.2.1 電流滯環(huán)單環(huán)控制并網(wǎng)仿真

基于電流滯環(huán)單環(huán)跟蹤控制的并網(wǎng)逆變器控制策略是直接采用給定電流信號(hào)與逆變器側(cè)反饋的電流進(jìn)行對(duì)比[14-16]，幅值經(jīng)過滯環(huán)比較器后產(chǎn)生PWM信號(hào)對(duì)逆變器進(jìn)行開關(guān)控制。仿真的逆變電壓與電網(wǎng)電壓的比較和輸出三相電流波形分別如圖3和圖4所示。

圖3 逆變電壓與電網(wǎng)電壓的比較

圖4 輸出三相電流波形

由圖3可知，逆變得到的電壓、頻率與三相電網(wǎng)電壓、頻率幾乎相同，電壓有效值為220 V，頻率為50 Hz，但逆變電壓沒有完全跟蹤電網(wǎng)電壓，由圖4可知，并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓能基本上保持同頻同相，仿真中設(shè)置A相初相位為0°，B、C兩相一次相差120°，從左到右依次為A相，B相，C相，各相相位分別相差 ，峰值為10 A，頻率為50 Hz。電壓諧波分析中THD=2.13%<5%，電流諧波分析中THD=1.73%<5%，滿足光伏系統(tǒng)并網(wǎng)技術(shù)的要求。

3.2.2 電流滯環(huán)雙閉環(huán)控制并網(wǎng)仿真

電壓電流雙環(huán)的并網(wǎng)逆變器控制策略是采取給定電壓與電容電壓構(gòu)成外環(huán)進(jìn)行對(duì)比，其幅值產(chǎn)生電流給定信號(hào)再與逆變器側(cè)電流進(jìn)行對(duì)比，經(jīng)過滯環(huán)比較器后產(chǎn)生PWM信號(hào)控制逆變器。仿真的逆變電壓與電網(wǎng)電壓的比較和輸出三相電流波形分別如圖5和圖6所示。

圖5 輸出電壓和電網(wǎng)電壓重合波形圖

圖6 輸出三相電流波形

由圖5可知，逆變電壓能完全跟蹤電網(wǎng)電壓，相比圖3具有更優(yōu)越的同步性，對(duì)并入電網(wǎng)造成的沖擊更小。由圖6也可看出并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓能較好地保持同頻同相，且圖5電壓諧波分析中THD=0.17%<5%，電流諧波分析中THD=0.17%<5%，其比圖3和圖4的THD值均小，故采用電壓電流雙環(huán)控制策略性能更佳。

3.3 加入突發(fā)性負(fù)載情況分析

為了驗(yàn)證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，電壓電流雙環(huán)控制策略的仿真中加入突發(fā)性負(fù)載，通過加入負(fù)載查看電壓電流的波形及THD分析，判斷系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本次突發(fā)性負(fù)載通過在原有的系統(tǒng)中加入斷路器，為了方便在同一條件下觀察加入突發(fā)性負(fù)載前后的波形比較，在系統(tǒng)中加入兩個(gè)斷路器，該斷路器由階躍信號(hào)控制，控制時(shí)間設(shè)為0.04 s，在0.04 s之前，系統(tǒng)保持在原來的系統(tǒng)基礎(chǔ)上接入一個(gè)R=5 000 Ω的電阻模擬開路狀態(tài)，0.04 s之后加入突發(fā)性負(fù)載，在同一坐標(biāo)下觀察波形。加入突發(fā)性負(fù)載前后電壓和電流波形對(duì)比分別如圖7和圖8所示。

圖7 加入突發(fā)性負(fù)載前后電壓波形對(duì)比

由圖7可知，在0.04 s前系統(tǒng)模擬處于開路狀態(tài)，途中各相電壓為相電壓，從左到右依次為A，B，C三相，電壓峰值為311 V，0.04 s之后加入突發(fā)性負(fù)載，開始會(huì)出現(xiàn)一小段的系統(tǒng)震蕩，之后很快便進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，電壓峰值為311 V，有效值為220 V，頻率為50 Hz，加入突發(fā)性負(fù)載前后電壓幅值不變，并與電網(wǎng)電壓同頻同相。

圖8 加入突發(fā)性負(fù)載前后電流波形對(duì)比

由圖8可知，在0.04 s前系統(tǒng)模擬處于開路狀態(tài)，途中各相電流為相電流，從左到右依次為A，B，C三相，由于處于模擬開路狀態(tài)，電流幅值接近于0，0.04 s之后加入突發(fā)性負(fù)載，開始會(huì)出現(xiàn)一小段的系統(tǒng)震蕩，之后便迅速進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，頻率為50 Hz，與電網(wǎng)電壓同頻。

4 結(jié)束語

本文通過Matlab/Simulink建立三相并網(wǎng)系統(tǒng)逆變器模型，采用了LCL濾波器作為輸出濾波器和電流滯環(huán)跟蹤控制，并將電流單環(huán)控制和電壓電流雙閉環(huán)控制進(jìn)行了比較。仿真結(jié)果表明，在電流滯環(huán)控制策略下，電壓電流雙閉環(huán)控制不僅跟蹤速度快、穩(wěn)定性高，并具有保持并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相位、波形畸變較小的優(yōu)點(diǎn)。為進(jìn)一步驗(yàn)證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，電壓電流雙環(huán)控制策略的仿真中加入突發(fā)性負(fù)載，通過加入負(fù)載觀察電壓電流的波形及THD分析，仿真表明在電流滯環(huán)控制策略下，電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)具有較高的穩(wěn)定性。

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Research on Double Closed Loop Control of PWM Inverter Based on Current Hysteresis Loop Tracking

ZHAO Yue

(Maintenance Branch,State Grid Maintenance Corporate of Shanxi Electric Power Company, Taiyuan 030032, China)

In order to improve the control performance of the grid connected inverter, taking the three-phase full bridge inverter as the research object, the LCL filter is used as the output of the filter, the three-phase grid connected inverter system model has been established through Matlab/Simulink, based on current hysteresis loop tracking control, and compared the current single loop control with voltage and current double closed-loop control . Simulation results show that with the hysteresis current control strategy, voltage and current double closed-loop control not only has a high tracking speed and stability, but the grid connected current and grid voltage also maintain in the same phase and has the following advantages : waveform distortion is small, fast transient response.

grid-connected inverter; LCL filter; current hysteresis; double closed loop

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.12.015

2016- 01- 27

趙越(1980-)，男，工程師。研究方向：高壓電網(wǎng)并網(wǎng)控制。

TM464

A

1007-7820(2016)12-051-04