超寬帶毫米波接收前端設(shè)計(jì)*

張先榮

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

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超寬帶毫米波接收前端設(shè)計(jì)*

張先榮**

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

針對(duì)傳統(tǒng)超寬帶射頻前端組合雜波干擾過多和體積過大的問題，提出了將射頻前端通過采用毫米波二次變頻的設(shè)計(jì)方案，使得輸入中頻和輸出射頻之間的頻率間隔加大，削弱了混頻導(dǎo)致的頻率組合、雜散和本振反向輻射等干擾。通過對(duì)器件功率及電平的合理配置，實(shí)現(xiàn)了低噪聲、寬頻帶、大動(dòng)態(tài)的輸出，在大于4 GHz的接收頻段內(nèi)，其噪聲系數(shù)小于3.6 dB，動(dòng)態(tài)范圍大于55 dBm。該接收前端還具備低成本、結(jié)構(gòu)緊湊、重量輕等特點(diǎn)，可廣泛應(yīng)用于電子對(duì)抗、寬帶偵察接收系統(tǒng)。

毫米波接收前端；超寬帶；大動(dòng)態(tài)范圍；二次變頻

1 引 言

隨著電子信息技術(shù)的快速發(fā)展，密度越來越高的各類信號(hào)所占用的電磁頻譜越來越寬，使得頻譜資源日益緊張。如何在利用有限資源的同時(shí)又能提高整個(gè)系統(tǒng)的質(zhì)量，一直是射頻工程師們努力的方向。因不同頻率及傳輸速率的系統(tǒng)能在寬頻帶內(nèi)同時(shí)使用，使得超寬帶接收機(jī)在提高頻譜利用率的同時(shí)還具備更大的信號(hào)容量，使系統(tǒng)得以簡化和實(shí)現(xiàn)更快的傳輸速率。在此情況下，超寬帶接收技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。射頻接收前端作為接收系統(tǒng)中的重要組成部分，其性能的優(yōu)劣往往直接影響著整個(gè)系統(tǒng)的性能，具備超寬帶、大動(dòng)態(tài)、小型化的接收前端便成為了一個(gè)研究熱點(diǎn)。

一般來講，當(dāng)信號(hào)帶寬與中心頻率的比值超過25%或者帶寬大于1.5 GHz，即稱之為超寬帶(Ultra-Wideband，UWB)信號(hào)，1%～25%之間則稱之為寬帶，小于1%時(shí)通常稱之為窄帶；而在通信領(lǐng)域中，如果偵察的頻率覆蓋范圍超過1 GHz，通常就可以認(rèn)為是超寬帶。在此情況下，具備跨越倍頻程的寬頻帶偵察與截獲能力的偵察接收機(jī)引起了業(yè)界的廣泛關(guān)注。

目前文獻(xiàn)報(bào)道的傳統(tǒng)寬帶、超寬帶接收系統(tǒng)主要采用開關(guān)矩陣和濾波器組來對(duì)信號(hào)進(jìn)行分段選頻和濾波，其射頻和中頻均集中于微波頻段[1-4]。這樣的超寬帶接收系統(tǒng)其中頻和射頻相距較近，給混頻后形成的各類組合波干擾處理帶來很大困難。文獻(xiàn)[3]對(duì)接收信道中各類組合波的干擾問題進(jìn)行了較為詳細(xì)的闡述；同時(shí)由于使用了多組開關(guān)矩陣和濾波器組不僅存在體積過大的問題，而且還帶來成本的增加。

由于毫米波介于微波、紅外和可見光之間，具備波長短、可用頻帶寬，抗干擾性強(qiáng)、設(shè)備尺寸小等特點(diǎn)。近年來，毫米波系統(tǒng)無論在精確制導(dǎo)、通信技術(shù)還是在電子對(duì)抗、無線電偵測等方面都得到了極大的應(yīng)用和發(fā)展。

為了解決上述問題，研制出高性能、小體積的接收前端，本文提出了將超寬帶射頻輸入信號(hào)先上變頻到毫米波后再下變頻至微波頻段的二次變頻方案，并只使用一組濾波器，以此來設(shè)計(jì)一種性能優(yōu)良的超寬帶毫米波接收前端。

2 系統(tǒng)整體方案

在整體的系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)過程中，通過對(duì)零中頻、射頻數(shù)字接收機(jī)以及超外差式幾種接收體系架構(gòu)的比較，為了獲得良好的寬帶噪聲系數(shù)和動(dòng)態(tài)范圍指標(biāo)，選擇了通過二次變頻的超外差式體系架構(gòu)。

整個(gè)接收前端主要由上下變頻和本振兩個(gè)模塊以及輸入和輸出接口組成。上下變頻模塊由三部分組成，主要包括上變頻單元、放大濾波單元、下變頻單元。第一次是先將射頻輸入信號(hào)通過上變頻到Ka頻段并進(jìn)行放大濾波；然后通過下變頻將Ka頻段信號(hào)再變頻至微波段輸出，這種方式在兩次變頻中各有用射頻和中頻信號(hào)相互之間的頻帶分布間隔較遠(yuǎn)，可有效減少射頻、本振和中頻之間的相互干擾。接收前端整體方案組成框圖如圖1所示。

圖1 接收前端系統(tǒng)框圖

Fig.1 Schematic diagram of receiver front-end system

3 接收前端設(shè)計(jì)

一般來講，接收組件主要由信號(hào)接收通道及本振兩部分組成。對(duì)于傳統(tǒng)的超寬帶接收機(jī)設(shè)計(jì)，其混頻前后的中頻和射頻工作頻率均位于微波頻段，主要采用開關(guān)濾波器組來進(jìn)行分段選頻，這樣的混頻方式使得組合波與有用信號(hào)間隔較近，給后續(xù)的雜波抑制帶來困難。為了利用毫米波的優(yōu)良特性和減少體積以及提高接收前端性能，本文所設(shè)計(jì)的超寬帶接收前端采用跳頻本振，將接收信號(hào)先上變頻至毫米波頻段的超外差式模式，大大增加射頻和中頻之間的頻率間隔，從而減少組合波對(duì)有用信號(hào)造成的干擾，在此過程中也只使用一組固定帶寬的濾波器。

3.1 總體電路設(shè)計(jì)

針對(duì)超寬帶接收前端難以實(shí)現(xiàn)高增益、大動(dòng)態(tài)和高線性度等問題，并為了解決鏡像頻率和寄生通道的干擾信號(hào)，采用了二次混頻的方案。

上變頻單元將接收的超寬帶信號(hào)從微波頻段上變頻至Ka頻段后，還要對(duì)毫米波頻段信號(hào)進(jìn)行放大、濾波等處理。下變頻在將毫米波信號(hào)下變頻至微波頻段后，仍需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大、濾波、均衡等處理后再進(jìn)行輸出。為了避免大脈沖功率信號(hào)對(duì)器件的影響，在接收前端設(shè)置了限幅器來提供限幅保護(hù)。輸入輸出接口采用K接頭。

對(duì)于覆蓋(f1～5f1)GHz多個(gè)頻段的射頻輸入信號(hào)，需要對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行分段處理。如果采用傳統(tǒng)的方法，在混頻后通過單刀多擲開關(guān)組進(jìn)行分時(shí)分段切換，相應(yīng)地就需要配置多個(gè)不同頻段的濾波器，這樣將使得無論電路還是結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)都變得比較復(fù)雜，同時(shí)也會(huì)大大增加產(chǎn)品的體積和重量。

為了解決這個(gè)問題，經(jīng)過比較和方案優(yōu)化，本文采取了本振1為跳頻本振、本振2為固定本振的方案。通過控制信號(hào)將射頻輸入信號(hào)分為帶寬1 GHz的4個(gè)不同頻段，即fi～(1+fi)，i=1,2,3,4；將跳頻本振1的各本振點(diǎn) LO_1、LO_2、 LO_3 、LO_4與之對(duì)應(yīng)的輸入頻段信號(hào)混頻，得到Ka頻段RF信號(hào)來實(shí)現(xiàn)固定瞬時(shí)帶寬為1 GHz的動(dòng)態(tài)變頻功能。下變頻采用一路固定點(diǎn)頻信號(hào)LO2與Ka頻段射頻信號(hào)下混頻至微波頻段，經(jīng)過放大濾波、再放大、均衡等輸出(f2～(1+f2))GHz的固定中頻輸出信號(hào)。整個(gè)接收前端鏈路器件組成如圖2所示。

圖2 接收前端器件鏈路組成圖

Fig.2 Schematic diagram of receiver front-end module

3.2 關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)分析及設(shè)計(jì)

(1)噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)大小直接影響著射頻前端系統(tǒng)的性能指標(biāo)，由于系統(tǒng)采用的是多個(gè)器件的級(jí)聯(lián)，而多級(jí)級(jí)聯(lián)的噪聲系數(shù)可通過公式(1)進(jìn)行計(jì)算[6]:

(1)

式中:G1、G2和F1、F2…分別為第一級(jí)和第二級(jí)的增益和噪聲系數(shù)。從公式(1)中可以看出，采用級(jí)聯(lián)的方式來設(shè)計(jì)整個(gè)系統(tǒng)，則其總的噪聲系數(shù)指標(biāo)主要受前幾級(jí)器件的影響，而第一級(jí)器件的增益和噪聲性能幾乎對(duì)系統(tǒng)起到?jīng)Q定性的影響。因此，設(shè)計(jì)時(shí)選用了一個(gè)寬帶高增益的低噪聲放大器。

(2)組合頻率干擾

超外差結(jié)構(gòu)存在的固有的缺點(diǎn)為組合頻率分量較多，設(shè)計(jì)時(shí)的一個(gè)難點(diǎn)在于如何滿足寬帶信號(hào)接收時(shí)帶來的高次諧雜波抑制度。在混頻過程中，為了減少上下變頻諧雜波分量對(duì)系統(tǒng)的影響，一方面通過合理的頻率選擇，將輸入射頻信號(hào)的頻率與本振頻率之間的頻率間隔拉大，將本振信號(hào)二次倍頻至Ka頻段。這樣(fi～(1+fi))GHz的輸入信號(hào)與對(duì)應(yīng)的LO_1、LO_2、LO_3 、LO_4混頻至Ka頻段后，除有用信號(hào)以外，其余落入有用頻帶內(nèi)的組合波均超過7階以上，大大減少了對(duì)有用信號(hào)的干擾。另一方面，上下變頻均選用了隔離度高、能有效抑制偶次諧波分量和本振噪聲的有源雙平衡混頻器。

對(duì)于本振信號(hào)中的相噪或雜散與接收通帶外 的無用信號(hào)產(chǎn)生的倒易混頻干擾，采用本振信號(hào)倍頻后加濾波器再進(jìn)行混頻的方式給予有效抑制。

同時(shí)，在大動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)，各射頻信號(hào)之間的電磁兼容性也是需要著重考慮的問題:一方面選擇高隔離度的器件，并在傳輸通道中放置濾波器以減少傳導(dǎo)耦合干擾；另外在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)時(shí)，將各器件和傳輸通道分別放置在不同的金屬腔內(nèi)，防止信號(hào)相互間的耦合串?dāng)_。

(3)三階交調(diào)干擾

該指標(biāo)通常用來反映器件和信道多個(gè)信號(hào)的線性度指標(biāo)。寬帶系統(tǒng)與傳統(tǒng)的系統(tǒng)相比較，多個(gè)大信號(hào)同時(shí)輸入通帶內(nèi)的概率較大，由此引起的互調(diào)影響將大為增加。由于多級(jí)級(jí)聯(lián)后系統(tǒng)的三階截?cái)帱c(diǎn)總功率會(huì)小于單級(jí)器件的三階互調(diào)功率，同時(shí)由于進(jìn)入后級(jí)的輸入電平經(jīng)過前級(jí)放大后會(huì)惡化相應(yīng)的指標(biāo)，為此，設(shè)計(jì)時(shí)通過合理的增益分配，盡可能使放大器工作于線性區(qū)，并且在下變頻后采用了3個(gè)高增益、高三階的放大器件，并將大動(dòng)態(tài)放大器放置于末級(jí)以提高三階交調(diào)指標(biāo)。

通過對(duì)以上關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)的分析，再進(jìn)行相應(yīng)的器件選擇和電路布局，在輸入功率為-25dBm的情況下，具體的鏈路增益、噪聲分配、三階交調(diào)等參數(shù)如表1所示。

表1 射頻前端級(jí)聯(lián)參數(shù)值

Tab.1Theparametersofcascadedreceiverfront-end

名稱NF/dBGain/dBOIP3/dBmPout/dBm限幅器0.70-0.7100.0-25.7放大器11.7016.027.0-9.7放大器25.5012.040.02.3低通濾波器1.00-1.0100.01.3衰減器8.00-8.0100.0-6.7混頻器19.00-9.019.0-15.7濾波器22.00-2.0100.0-17.7放大器32.8015.023.0-2.7濾波器33.00-3.0100.0-5.7混頻器29.00-9.019.0-14.7放大器42.5014.544.0-0.2濾波器42.00-2.0100.0-2.2衰減器8.00-8.0100.0-10.2放大器51.5014.544.04.3均衡器3.00-3.0100.01.3放大器62.5014.544.015.8級(jí)聯(lián)結(jié)果3.7740.838.4

3.3 無源電路設(shè)計(jì)

濾波器作為系統(tǒng)中一種不可或缺的重要無源器件，直接影響著接收前端的選頻、帶外雜散等無用信號(hào)的抑制等指標(biāo)，其指標(biāo)的好壞將直接影響著系統(tǒng)的性能。為了使接收機(jī)射頻前端的性能達(dá)到最佳效果，濾除接收機(jī)中各種干擾信號(hào)，保留有用信號(hào)，必須在接收機(jī)前端適合的位置放置濾波器。為此，需要單獨(dú)設(shè)計(jì)一款性能優(yōu)良的濾波器。

在濾波器的選擇過程中，波導(dǎo)濾波器雖然具有Q值高、傳輸損耗小的優(yōu)點(diǎn)，但其體積大，雖然可以采用消失模、雙?；蛘唠娙菁虞d等方式實(shí)現(xiàn)小型化，但始終與平面電路難以實(shí)現(xiàn)有效的集成[7-9]。采用軟基片結(jié)構(gòu)的毫米波濾波器平面集成雖然容易，但其存在介質(zhì)損耗過高的缺點(diǎn)，無法滿足毫米波高性能濾波器的要求。為此，本文采用了介電常數(shù)為9.6、介質(zhì)損耗角0.015‰的陶瓷濾波器，介質(zhì)厚度設(shè)置為0.254 mm，其具有微米量級(jí)的加工精度，整體技術(shù)指標(biāo)均比軟基片材料高了一個(gè)量級(jí)。因此，采用該材料來設(shè)計(jì)的毫米波濾波器具有加工精度高、體積小、傳輸損耗低等優(yōu)點(diǎn)，非常適合在本方案中的毫米波頻段使用。通過利用電磁仿真軟件HFSS進(jìn)行仿真，同時(shí)為了補(bǔ)償仿真、加工及裝配工程中誤差帶來的影響，仿真時(shí)將帶寬往高低端各擴(kuò)展了200 MHz，具體的濾波器結(jié)構(gòu)及S參數(shù)仿真曲線如圖3所示。圖中標(biāo)識(shí)的m3為距離通帶最近的本振點(diǎn)LO_1所在頻率位置，其抑制達(dá)到40 dB，滿足指標(biāo)要求。

圖3 濾波器仿真S參數(shù)圖

Fig.3 Simulated S-parameters of the filter

為了滿足單雙音動(dòng)態(tài)范圍，以及抑制下混頻后的組合波干擾，在第二次混頻放大后還采用了一個(gè)表貼濾波器來對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理。

考慮到整個(gè)系統(tǒng)采用的器件多、頻帶較寬、各器件在整個(gè)頻帶內(nèi)的增益平坦度各不相同等特點(diǎn)，會(huì)對(duì)整個(gè)通帶內(nèi)的增益平坦度造成額外的影響，最后在末級(jí)輸出放大器之前設(shè)計(jì)了一個(gè)無源均衡器。在產(chǎn)品調(diào)試的過程中通過改變枝節(jié)的阻抗來調(diào)整整個(gè)頻帶內(nèi)的增益斜率，以獲得滿足指標(biāo)的增益平坦度。

4 測試結(jié)果

整個(gè)毫米波超寬帶接收前端安裝在一個(gè)6U的標(biāo)準(zhǔn)機(jī)盒內(nèi)，控制和電源信號(hào)通過安裝在機(jī)盒背面的低頻連接器與外部相連；輸入和輸出SMA接口則分別安裝在機(jī)盒的前面和背面。整個(gè)接收前端實(shí)物如圖4所示。

圖4 實(shí)物測試圖

Fig.4 Photo of testing platform

整個(gè)接收前端在常溫、常壓環(huán)境下利用信號(hào)源、頻譜儀、噪聲儀等進(jìn)行指標(biāo)測試。測試內(nèi)容包括工作頻段、瞬時(shí)帶寬、噪聲系數(shù)、線性增益、增益平坦度、輸出P-1、單音動(dòng)態(tài)范圍、雙音動(dòng)態(tài)范圍等指標(biāo)。從實(shí)際測試結(jié)果來看，整個(gè)接收工作頻率范圍超過兩個(gè)頻段，分段瞬時(shí)帶寬也超過1 GHz，滿足超寬帶的要求。具體的測試指標(biāo)如表2所示。

表2 射頻前端測試指標(biāo)

Tab.2 Measured parameters of the receiver front-end

指標(biāo)測試結(jié)果工作頻段/GHzf1～6.1f1動(dòng)態(tài)范圍/dBm>55噪聲系數(shù)/dB3.6瞬時(shí)帶寬/GHz≥1.2線性增益/dB40±1.2增益平坦度/dB<±1單音動(dòng)態(tài)范圍dBc>57雙音動(dòng)態(tài)范圍/dBc>53

5 結(jié) 論

為了減小傳統(tǒng)寬帶接收前端混頻前后頻率相隔較近，使得混頻后有用信號(hào)與組合波之間的相互干擾處理困難的問題，本文提出了將接收前端的微波頻段寬帶中頻輸入信號(hào)利用數(shù)字控制進(jìn)行分段處理，與跳頻本振上混頻到固定帶寬的毫米波頻段，而后再下變頻到微波頻段作為輸出的超外差方式二次變頻方式。這種方式使得混頻后的組合波與有用信號(hào)相距較遠(yuǎn)，有效地減少了各類組合波帶來的干擾，提高了接收前端的性能，使得成本更低，結(jié)構(gòu)更加緊湊并減小了系統(tǒng)的重量。

通過測試，整個(gè)接收帶寬頻率覆蓋范圍超過了兩個(gè)頻段，在整個(gè)有用頻帶內(nèi)，其噪聲系數(shù)只有3.6 dB，動(dòng)態(tài)范圍超過55 dBm，瞬時(shí)帶寬達(dá)到1.2 GHz以上。該接收前端具備低噪聲、寬頻帶、大動(dòng)態(tài)的特性且性能優(yōu)良，可廣泛應(yīng)用于超寬帶電子對(duì)抗、偵察接收系統(tǒng)等領(lǐng)域。

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張先榮(1975—),男，四川富順人，分別于2009年和2013年獲電子科技大學(xué)碩士學(xué)位和博士學(xué)位，現(xiàn)為工程師，主要研究方向?yàn)楹撩撞娐放c系統(tǒng)、微系統(tǒng)等。

ZHANG Xianrong was born in Fushun,Sichuan Province,in 1975. He received the M.S. degree and the Ph.D. degree from University of Electronic Science and Technology of China in 2009 and 2013,respectively.He is now an engineer. His research concerns millimeter wave circuit and system，microsystem,etc.

Email:zxrhappy205@126.com

Design of an Ultra-wideband Millimeter Wave Receiver Front-end

ZHANG Xianrong

(Southwest China Institute of Electronic Technology，Chengdu 610036，China)

To solve the problem of the combined frequency interference and large size in conventional wideband receiver front-end,a millimeter wave double conversion scheme is proposed in this paper,which expands the interval between input intermediate frequency and output radio frequency so as to weaken the combination frequency interference,output spur and back radiation of local oscillator decrease. By configuring power and supply voltage of device properly,low noise,wideband and large dynamic range at output is realized with noise figure≤3.6 dB and dynamic level≥55 dBm in bandwidth>4 GHz.The designed front-end is featured by low cost,compact structure and light weight and it can be widely applied in electronic countermeasure,wideband reconnaissance system and other fields.

millimeter wave receiver front-end；ultra-wideband;large dynamic range;double conversion frequency

10.3969/j.issn.1001-893x.2016.07.015

張先榮.超寬帶毫米波接收前端設(shè)計(jì)[J].電訊技術(shù)，2016,56(7):799-803.[ZHANG Xianrong.Design of an ultra-wideband millimeter wave receiver front-end[J].Telecommunication Engineering,2016,56(7):799-803.]

2015-12-29；

2016-06-08 Received date:2015-12-29；Revised date：2016-06-08

TN85

A

1001-893X(2016)07-0799-05

**通信作者：zxrhappy205@126.com Corresponding author：zxrhappy205@126.com