一種超寬帶數字移相器設計方法

張洪剛，劉洛琨，菅春曉，張先鋒，鄭小雨

(信息工程大學 信息系統工程學院，河南 鄭州 450001)

?

一種超寬帶數字移相器設計方法

張洪剛，劉洛琨，菅春曉，張先鋒，鄭小雨

(信息工程大學 信息系統工程學院，河南 鄭州 450001)

基于矢量合成理論，采用混合微波集成電路技術，提出了一種超寬帶數字移相器的設計方法．該方法通過調節(jié)兩路正交信號的幅度合成得到第一象限內不同幅相的矢量，采用三級級聯的結構實現對輸入信號的360°移相．運用此方法設計制作了一款超高頻、超寬帶6位數字移相器．該移相器在相對帶寬57%的工作頻帶內，相位均方根誤差小于3.8°，幅度不平衡度小于 3.0 dB，當應用在寬工作帶寬、窄瞬時信號帶寬的相控陣天線時，通過劃分頻帶分段修正使幅度不平衡度降低到 2.5 dB 以下，同時減小相位均方根誤差至3.0°以下，滿足某型相控陣天線的需求．

矢量合成;混合微波集成電路;超寬帶;數字移相器;相位均方根誤差;相控陣天線

移相器作為相控陣天線實現波束掃描的重要器件，人們始終沒有停止對其寬頻帶、高精度、高集成、低成本等方面的追求．根據移相器的相位是否連續(xù)變化可分為模擬移相器和數字移相器．數字移相器的設計方法很多，基于矢量合成理論的設計方法是其中一種．該方法最早用來設計模擬移相器[1]，后來廣泛應用到數字移相器的設計中[2-3]．目前，采用矢量合成理論設計移相器的方法國外使用得較多[4-7]，國內也有報道[8-10]．在設計移相器時，為了滿足體積小的要求，一般采用單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit， MMIC)技術[11]，將移相器各級制作在同一塊半導體基片上，但有時出于成本考慮也會選擇犧牲體積而使用混合微波集成電路(Hybrid Microwave Integrated Circuits，HMIC)技術[12]．使用單片微波集成電路技術制作的矢量合成移相器一般工作在較高頻率，若在較低頻率使用單片微波集成電路技術制作幅度平坦、反射系數較小、相位均方根誤差較小的矢量合成移相器，則難度較大[13-14]．

基于矢量合成理論，采用混合微波集成電路技術提出了一種超寬帶數字移相器的設計方法．該方法采用3級級聯結構設計移相器，其中第1級采用兩個可調衰減器(或可變增益放大器)調節(jié)正交功分器輸出的兩路正交信號的幅度，然后合成得到第一象限內不同幅相的矢量，第2和第3級分別實現90°、180°移相，3級級聯能夠實現對輸入信號的360°移相．當使用該方法設計制作寬工作帶寬、窄瞬時信號帶寬相控陣天線的移相器時，在滿足最大瞬時信號帶寬需求的前提下，可對其工作頻帶進行劃分，并對每段的相位狀態(tài)進行修正，從而提高移相精度并降低幅度不平衡度．最后，運用此方法設計制作了一款工作在超高頻(Ultra High Frequency，UHF)波段的超寬帶6位數字移相器，各項指標滿足設計要求．

1 設計原理與方法

矢量合成移相器的基本原理是由兩個不相等的基準矢量合成得到一個參考矢量，再通過改變兩個基準矢量的幅度或相位合成得到相對參考矢量變化了的和矢量．根據此原理，采用正交功分器得到兩正交的基準矢量; 采用可調衰減器(或可變增益放大器)改變基準矢量的幅度; 采用正交功分器和單刀雙擲開關組合實現90°相對移相; 采用180°功分器和單刀雙擲開關組合實現180°相對移相; 3級級聯可實現360°移相．設計的超寬帶數字移相器的原理框圖如圖1所示．

圖1 超寬帶數字移相器的原理框圖

V1=C1

第1級的輸出信號V1通過第2級的正交功分器，再次被等分為兩路正交信號V2I和V2Q．第2級的單刀雙擲開關通過選擇不同的通路可以得到不同象限的輸出結果．例如選擇I路，可以得到第一象限的輸出信號 V2= C2sin(ω t+ θ1)；選擇Q路，可以得到第二象限的輸出信號 V2= C2sin(ω t+ π/2+ θ1)．

第2級的輸出信號V2通過第3級180°功分器，可以得到同向矢量V3I和反向矢量V3Q．由于第2級有兩種輸出結果，所以同向矢量信號和反向矢量信號也各有兩種情況，則第3級的單刀雙擲開關通過選擇不同的通路，可以得到4個象限的輸出結果，分別為

其中，A4=B4．

若第1級使用兩個6位數控衰減器，則I、Q兩路各有64個狀態(tài)，第一象限可組合得到 4 096 個狀態(tài)．同理，在第二至第四象限也各有 4 096 個狀態(tài)．實際使用時，當移相器第1級處于I路不衰減、Q路最大衰減狀態(tài)，第2級單刀雙擲開關接通I路，第3級單刀雙擲開關接通I路時，輸入信號通過該狀態(tài)所得到的輸出信號作為0°參考狀態(tài); 當第1級處于Q路不衰減、I路最大衰減狀態(tài)，第2級單刀雙擲開關接通I路，第3級單刀雙擲開關接通I路時，輸入信號通過該狀態(tài)所得到的輸出信號作為第1級的最大移相狀態(tài)，兩者的差值即為第1級的最大相移量．將其余所有狀態(tài)相對于0°參考狀態(tài)歸一化，結果如圖2所示．最終設計的N位數字移相器的2N個狀態(tài)即為圖2中某一圓上間隔 360°/ 2N均勻分布的2N個狀態(tài)．圖2中的圓為 N=6 時的結果．此外，通過調節(jié)圖2中2N個狀態(tài)所在圓的半徑，可以實現對輸入信號幅度的調節(jié)．

圖2 相對0°狀態(tài)歸一化后的星座圖圖3 存在移相盲區(qū)的星座圖

由于實際的正交功分器、180°功分器的兩路輸出信號的相位差在工作頻帶內不會恒等于90°、180°，功分器、合路器、單刀雙擲開關的兩支路的插入損耗不會完全相同，同一支路的插入損耗在工作頻帶內有波動，所以實際制作的移相器存在以下問題:

(1) 若第1級最大相移量遠小于90°，或第2級相移量遠小于90°，或第3級相移量遠小于180°，則設計的移相器會存在移相盲區(qū)．如圖3所示，若α和β均大于移相器步進，此區(qū)域內的相移量將無法實現，即存在移相盲區(qū)．

(2) 若功分器、合路器、單刀雙擲開關的兩支路的插入損耗差別太大，或者某一支路插入損耗在頻帶內波動太大，則均會造成星座圖在整個頻帶內不同程度的畸形．

為避免出現上述問題，制作移相器時可采取如下措施:

(1) 第1級在工作頻帶內所有頻點最大相移量大于90°．

(2) 第2和第3級在工作頻帶內各頻點相移量接近90°、180°，其中通過改變兩支路的微帶線長度差可實現相移量的改變．

(3) 選用兩支路插入損耗差別不大且各支路插入損耗隨頻率變化不大的功分器、合路器和單刀雙擲開關等器件．

(4) 當設計的移相器應用在寬工作帶寬、窄瞬時信號帶寬的相控陣天線時，可通過劃分頻帶分段修正的方法提高移相器的移相精度，降低移相器的幅度不平衡度．

2 應用實例

2.1 結構設計

運用上述方法設計制作了一款工作在UHF波段的超寬帶6位數字移相器．該移相器工作頻帶為f1～f5(按2Δf等間隔分布)，相對帶寬為57%，第1級選用兩個6位、步長為 0.5 dB、最大衰減量為 31.5 dB 的衰減器調節(jié)I、Q兩路信號的幅度．考慮到此種結構的移相器插入損耗較大，在移相器第1級之前加入了放大器以減小整個移相器模塊的損耗．由于該移相器由3級級聯而成，任何一級不滿足指標要求都會影響整體性能，為了能夠對移相器的各級進行單獨測試，各級均加入了測試端口．最終，根據移相器理想模型，充分考慮上述問題，在先進設計系統(Advanced Design System，ADS)中設計的移相器版圖如圖4所示．

圖4 移相器的版圖

2.2 測試結果

根據該移相器的仿真版圖設計的移相器實物如圖5所示，模塊面積為 10.83 cm× 4.96 cm，除去多余測試端口后的面積為 9.5 cm× 3.5 cm．為了確定移相器的各級性能及整體性能，并最終得到需要的64個移相狀態(tài)，對其進行了分級測試和級聯測試．在分級測試時，由于移相器第1級狀態(tài)太多，所以只測試最大相移量．這里需要注意，測試時所有不使用的端口均未焊接電容，即處于斷路狀態(tài)．

圖5 超高頻波段移相器實物圖圖6 三級的仿真結果與測試結果

分級測試的3級測試結果如圖6所示，可以看出測試結果與仿真結果基本一致，但也有稍許差別．這主要是因為仿真時沒有考慮電容的寄生電阻及焊接帶來的影響．此外，板材參數的稍許變化、加工存在的誤差等也會影響測試結果．觀察結果還可以發(fā)現，移相器第1級的最大相移量在工作頻帶內超過90°，第2和第3級的相移量在工作頻帶內也都接近理論值90°、180°，保證了最終設計的移相器在工作頻帶內沒有移相盲區(qū)．

由于移相器狀態(tài)很多，使用自動測試系統對其進行級聯測試，最終測得的星座圖如圖7所示．觀察結果發(fā)現，在中心頻點f3處星座圖比較規(guī)整，與理想情況接近，但在頻點f1和f5處星座圖已經明顯畸形，這樣在頻點f3處得到的64個相位狀態(tài)在其他頻點相位狀態(tài)已經改變．

圖7 移相器不同頻點的星座圖

最終篩選得到一組全頻帶內64個移相狀態(tài)的控制碼，其對應的S參數、63個相位狀態(tài)(相對于0°參考狀態(tài))及相位均方根誤差如圖8所示．觀察發(fā)現，輸入輸出端口反射系數分別小于 -15.0 dB 和 -17.1 dB，移相時的幅度變化范圍為 -2.5 dB～ -6.5 dB，幅度不平衡度小于 3.0 dB，相位均方根誤差最小僅為0.62°．但是，距離中心頻率越遠，相位均方根誤差越大，最大處小于3.80°．

圖8 超高頻波段超寬帶6位移相器測試結果

針對某型相控陣天線的工程需要，對該移相器的工作頻帶以Δf(Δf大于最大瞬時信號帶寬)為間隔進行均勻劃分，對每一段的移相狀態(tài)進行修正．但是，當信號出現在各段的交點處時，應該選用該點左右哪一段的64個控制狀態(tài)需要進一步討論．為此，將除兩端之外的各段的長度左右各延長 Δf/2，而最高頻率和最低頻率的兩段只分別向低頻方向和高頻方向延長 Δf/2，這樣每段都有重疊．最后，對各段的相位狀態(tài)及幅度不平衡進行修正，修正后的結果如圖9所示．

圖9 移相器分頻帶工作特性

觀察結果發(fā)現，幅度不平衡度得到改善小于2.5 dB；相位均方根誤差整體優(yōu)于未劃分的情況，在低頻端均方根誤差小于3°，高頻端均方根誤差小于2°．進一步分析發(fā)現，位于中心頻點左側的交點處的相位均方根誤差，左側一段優(yōu)于右側一段;位于中心頻點右側(包括中心頻點)的交點處的相位均方根誤差，右側一段優(yōu)于左側一段，而幅度不平衡度基本是交點右側一段優(yōu)于左側一段．實際使用時可以根據對相位精度和幅度不平衡度的不同要求，合理選擇交點處的控制狀態(tài)．

3 總 結

基于矢量合成理論，筆者采用混合微波集成電路技術提出了一種超寬帶數字移相器的設計方法．文中對該方法的工作原理進行了理論分析，指出了設計時避免移相盲區(qū)的方法是保證第1級最大相移量在全頻帶內大于90°，同時使第2和第3級的相移量盡可能地接近90°、180°．為了減小星座圖畸形，需要選用兩支路插入損耗差別不大且各支路插入損耗隨頻率變化不大的功分器、合路器和單刀雙擲開關等器件．運用此方法設計制作了超高頻波段工作頻帶相對帶寬57%的超寬帶6位數字移相器．該移相器各級測試結果與仿真結果吻合，能夠以5.625°步進實現0°～360°移相，輸入輸出端口反射系數分別小于 -15.0 dB 和 -17.1 dB，相位均方根誤差小于3.8°，幅度不平衡度小于 3.0 dB．劃分頻帶分段修正后相位均方根誤差小于3.0°，幅度不平衡度小于 2.5d B．目前該移相器已成功用于某型相控陣天線．

[1] GAZIT Y, JOHNSON H C. A Continuously Variable Ku-band Phase/amplitude Control Module[C]//1981 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. Piscataway: IEEE, 1981:436-438.

[2]徐愛東, 陳海蓉. 數字式矢量移相器[J]. 半導體情報, 1998, 35(4): 25-28.

XU Aidong, CHEN Hairong. Digital Vector Phase Shifter [J]. Semiconductor Information, 1998, 35(4): 25-28.

[3]KIM S J, MYUNG N H. A New Active Phase Shifter Using a Vector Sum Method [J]. IEEE Microwave and Guided Wave Letters, 2000, 10(6): 233-235.

[4]ASOODEH A, ATARODI M. A Full 360 Vector-sum Phase Shifter With Very Low RMS Phase Error over a Wide Bandwidth [J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2012, 60(6): 1626-1634.

[5]KIBAROGLU K, OZEREN E, KALYONCU I, et al. An X-band 6-bit Active Phase Shifter[C]//2014 IEEE 14th Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems. Piscataway: IEEE Computer Society, 2014: 62-64.

[6]KIM Y, KIM S, LEE I, et al. A 220～320 GHz Vector-sum Phase Shifter Using Single Gilbert-cell Structure With Lossy Output Matching [J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2015, 63(1): 256-265.

[7]QUAN C, HEO S, URTEAGA M, et al. A 275 GHz Active Vector-sum Phase Shifter [J]. IEEE Microwave & Wireless Components Letters, 2015, 25(2): 127-129.

[8]YE Y, LI L Y, TONG R, et al. A Full-360° Vector-sum Phase Shifter with Low RMS Phase and Gain Errors for 60 GHz 5 bit Application[C]//European Microwave Week 2014: Connecting the Future. Piscataway: IEEE, 2014: 305-308.

[9]YAN T C, LIN W Z, KUO C N. An Inductorless RC-based Quadrature Phase Generator and Its Application to Vector-sum Phase Shifter[C]//2014 IEEE 14th Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems. Washington: IEEE Computer Society, 2014: 65-67.

[10]魯輝, 張立軍, 鄭占旗, 等. 基于光纖的新型矢量和微波光子移相器[J]. 強激光與粒子束, 2011, 23(12): 3213-3217.

LU Hui, ZHANG Lijun, ZHENG Zhanqi, et al. Fiber-based Vector-sum Microwave Photonic Phase Shifter [J]. High Power Laser and Particle Beams, 2011, 23(12): 3213-3217.

[11]楊小峰, 史江義, 馬佩軍, 等. S波段六位高精度移相器設計[J]. 西安電子科技大學學報, 2014, 41(2): 125-129.

YANG Xiaofeng, SHI Jiangyi, MA Peijun, et al. Design of the S Band 6 bits High Precision Phase Shifter [J]. Journal of Xidian University, 2014, 41(2): 125-129.

[12]LIM W, TANG X Y, MOUTHAAN K. A 10～200 MHz 360° Vector-sum Phase Shifter Using COTS Components for Wideband Phased Array Systems[C]//2013 IEEE International Wireless Symposium. Washington: IEEE Computer Society, 2013: 6616732.

[13]CHUA M, MARTIN K W. 1 GHz Programmable Analog Phase Shifter for Adaptive Antennas[C]//Proceedings of the Custom Integrated Circuits Conference. Piscataway: IEEE, 1998: 71-74.

[14]WANG H, HAJIMIRI A. A Wideband CMOS Linear Digital Phase Rotator[C]//Proceedings of the Custom Integrated Circuits Conference. Piscataway: IEEE, 2008: 671-674.

(編輯：郭 華)

Novel design method for the ultra-wideband digital phase shifter

ZHANGHonggang，LIULuokun，JIANChunxiao，ZHANGXianfeng，ZHENGXiaoyu

(School of Information System Engineering, Information Engineering Univ.,Zhengzhou 450001, China)

Based on the vector sum theory, using the hybrid microwave integrated circuits (HMIC) technology, a novel method of designing Ultra-wideband digital phase shifter is proposed. By adjusting the magnitude of two orthogonal signals to obtain different amplitude and phase vectors in the first quadrant, this method adopts the structure of three-level cascade to realize a 360° phase shift of the input signal. Using this method, a UHF band ultra-wideband six bit digital phase shifter is designed and fabricated. In the working frequency band of the 57% relative bandwidth, the phase shifter has the RMS phase error of less than 3.8°, and amplitude imbalance of less than 3.0 dB. When applied in the phased arrays antenna, which has a wide working band and narrow instantaneous signal bandwidth, the amplitude imbalance is decreased to less than 2.5 dB and the RMS phase error is reduced to less than 3.0°, by dividing the frequency band for piecewise correction. It meets the need of a certain type of phased array antenna.

vector sum; hybrid microwave integrated circuits; ultra-wideband; digital phase shifter; root mean square phase error; phased array antenna

2015-07-22

時間：2016-04-01

國家863計劃資助項目(2013AA013603)

張洪剛(1990-)，男，信息工程大學碩士研究生，E-mail: zhanghongganghappy@163.com．

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.tn.20160401.1622.044.html

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.06.022

TN623

A

1001-2400(2016)06-0129-06