雙饋電機直流并網(wǎng)系統(tǒng)無位置傳感器運行策略

年珩， 吳超

(浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027)

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雙饋電機直流并網(wǎng)系統(tǒng)無位置傳感器運行策略

年珩， 吳超

(浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027)

為精簡雙饋感應發(fā)電機直流并網(wǎng)系統(tǒng)結構，在采用雙變流器直流并網(wǎng)的基礎上，進一步研究雙饋電機無位置傳感器控制策略。針對定子電壓的非正弦性，定子側變流器和轉子側變流器通過間接氣隙磁鏈定向控制。為降低無位置傳感器運行的參數(shù)依賴性，采用基于氣隙磁鏈的模型參考自適應控制策略。以雙饋電機數(shù)學模型為基礎，采用小信號的分析方法，分析了無位置傳感器策略的穩(wěn)定性和對雙饋電機參數(shù)變化的魯棒性。最后構建了雙饋風力發(fā)電機直流并網(wǎng)系統(tǒng)實驗平臺，對所提控制策略的正確性與可行性進行了實驗驗證。

直流輸電；雙饋風電機組；雙變流器控制；模型參考自適應；無位置傳感器運行

0 引 言

隨著風電技術的發(fā)展，提高電網(wǎng)對風能的吸納能力和改善風機對實際電網(wǎng)的適應性已成為重要的研究和發(fā)展方向。相對于傳統(tǒng)的交流并網(wǎng)方式，風電系統(tǒng)的高壓直流(high voltage direct current, HVDC)并網(wǎng)發(fā)電運行具有可控性好、靈活度高、故障恢復快等優(yōu)勢，而且解決了風電場經(jīng)遠距離交流輸電無功損耗的問題[1-3]。因此，研究風電系統(tǒng)高性能直流并網(wǎng)運行技術具有很重要的理論和實際意義。

基于雙饋感應發(fā)電機(doubly-fed induction generator, DFIG)的風電系統(tǒng)具有有功和無功功率獨立調(diào)節(jié)、變流器容量低等優(yōu)點，成為風力發(fā)電領域的主流機型。在DFIG風電系統(tǒng)的直流并網(wǎng)輸電研究中，主要有以下3種拓撲結構：

1)基于電壓源換流器(voltage source converter, VSC)的HVDC輸電拓撲結構。

DFIG風電機組通過VSC-HVDC接入直流電網(wǎng)的系統(tǒng)結構是目前DFIG直流并網(wǎng)廣泛應用的拓撲結構[4-6]。該系統(tǒng)將DFIG與背靠背結構的轉子勵磁變流器通過三相工頻升壓變壓器接到風電場交流電網(wǎng)側VSC變流站，將交流電變?yōu)橹绷麟娺M行傳輸。文獻[4]中詳細介紹了基于VSC-HVDC的DFIG風電機組并網(wǎng)控制技術。文獻[5]研究了大規(guī)模近海風電場VSC-HVDC并網(wǎng)拓撲及其控制。但圖1所示拓撲結構需要經(jīng)過多級能量轉換才能實現(xiàn)風機到HVDC電網(wǎng)的輸送，而且由于多臺DFIG風機同時并聯(lián)運行于VSC換流站建立的交流電網(wǎng)，存在系統(tǒng)結構復雜、風機運行可靠性差等缺點[8]。

2)基于雙變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)拓撲結構。

為了簡化VSC-HVDC復雜的拓撲結構，文獻[7-8]提出了一種基于雙變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)拓撲，如圖1所示。其中DFIG定子側變流器(stator side converter, SSC)和轉子側變流器(rotor side converter, RSC)的直流側直接與直流母線相連，該直流母線通過DC/DC變換器升壓連接到HVDC輸電線，所提出的DFIG風電機組可以多個串聯(lián)或并聯(lián)再與HVDC電網(wǎng)相連。這種DFIG直流輸電并網(wǎng)拓撲無需多個升壓變壓器和濾波器，能量傳輸效率高，并有效簡化了系統(tǒng)的結構和控制復雜性，具有體積小、損耗低、成本少等優(yōu)點[8]。

3)基于單變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)拓撲結構。

文獻[9-11]提出一種基于單變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)拓撲。其中DFIG定子端直接通過一個二極管整流橋連接到直流電網(wǎng)，轉子側為全控變流器。由于定子側的不控整流器使得定子磁鏈中含有5倍和7倍基頻的諧波，從而造成6倍基頻的轉矩脈動。文獻[11]研究了諧振調(diào)節(jié)器對轉矩脈動的抑制技術，但由于拓撲自身的局限性又造成定子側輸出有功功率的波動，因此DFIG的轉矩和功率脈動是這種拓撲仍需解決的問題。

因此，基于雙變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)拓撲結構具有最為優(yōu)越的直流輸電性能。文獻[7-8]研究了該拓撲結構下DFIG的氣隙磁場定向控制策略，但磁場定向的準確實現(xiàn)必須實時檢測電機轉子的轉速和位置。傳統(tǒng)機械式位置傳感器不僅存在同心度、精度易受環(huán)境影響、可靠性低等問題，而且其信號在風力發(fā)電機和變流器之間的傳遞往往是長距離傳輸，大大降低了整個風力發(fā)電系統(tǒng)控制的可靠性[12-20]。

為了克服機械式位置傳感器帶來的問題，目前已有許多針對感應電機無位置傳感器控制策略的文獻，例如文獻[12-20]。文獻[12-15]在綜述感應電機無位置傳感器方法基礎上，研究了直接基于電機參數(shù)計算轉速的開環(huán)方法和基于比例積分(proportional integral, PI)調(diào)節(jié)器的閉環(huán)方法，并研究了轉速檢測和閉環(huán)控制穩(wěn)定性問題。文獻[16-17]采用基于轉子電流的模型參考自適應(model reference adaptive system，MRAS)方法實現(xiàn)DFIG的位置觀測。文獻[18]研究了一種基于氣隙功率直接計算轉差角的算法，可以避免計算定子磁鏈，但是由于采用開環(huán)方法，不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定性。文獻[19]采用鎖相環(huán)的方法獲取轉子位置，但是計算過程中忽略了定子漏感，會存在一個恒定的轉子位置角誤差。文獻[20]中采用了基于定子磁鏈的MRAS方法檢測轉子的位置，并用小信號模型分析了控制方法的穩(wěn)定性，以解決同步速附近轉速估測以及穩(wěn)定性問題。由于本文研究的基于雙變流器控制的DFIG系統(tǒng)中定子側電壓非正弦波，本文在文獻[20]的基礎上做出改進，采用基于氣隙磁鏈的MRAS方法，并同時考慮定子漏感和定轉子互感參數(shù)對于轉子位置估測的影響。由于本文中采用的是氣隙磁鏈定向控制策略，可在減小估測轉子位置角隨電感參數(shù)變化誤差的同時提高DFIG系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

本文研究了基于雙變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)拓撲結構轉子側和定子側變頻器的控制策略，通過MRAS方法獲取電機轉子的速度和位置以實現(xiàn)準確的氣隙磁場定向，并采用小信號模型分析該無位置傳感器控制策略的穩(wěn)定性?？紤]到DFIG實際運行中電感參數(shù)會發(fā)生變化，本文進一步分析了電感參數(shù)對于位置和速度估測的影響。最后通過實驗結果證明所提方法的正確性。

1 系統(tǒng)模型與控制算法

1.1 系統(tǒng)控制算法概述

基于雙變流器控制的DFIG高壓直流并網(wǎng)拓撲結構如圖1所示。

在圖1所示的雙變流器控制的DFIG直流并網(wǎng)輸電拓撲中，DFIG定子端電壓波形并不是理想的三相正弦波形，所以基于定子電壓定向的矢量控制策略并不適用于上述DFIG直流并網(wǎng)系統(tǒng)的控制。

圖1 基于雙變流器控制的DFIG高壓直流并網(wǎng)拓撲Fig.1 Topology of the DFIG system based on double converters control for HVDC transmission

圖2為同步旋轉dq坐標系下DFIG等效電路圖，考慮到定子電壓是PWM波而氣隙磁鏈為正弦波，可采用氣隙磁鏈定向控制策略能夠實現(xiàn)DFIG勵磁分量和轉矩分量的解耦控制。將氣隙磁鏈定向到d軸可以得到：

(1)

式中：ids,iqs,idr,iqr分別為定轉子電流的dq軸分量；ψdm,ψqm為氣隙磁鏈的dq軸分量；ψds,ψqs為定子dq軸磁鏈；ψdr,ψqr為轉子dq軸磁鏈；edm和eqm為氣隙電勢的dq軸分量；ω1為同步角速度；Ls，Lr分別為定轉子自感，Lm為定轉子互感；im為等效勵磁電流。

在定轉子側都可以提供產(chǎn)生氣隙磁鏈的勵磁電流，本文中由RSC產(chǎn)生勵磁電流，以確保DFIG產(chǎn)生頻率可調(diào)的三相正弦氣隙電勢，并將SSC控制為整流器輸出氣隙功率，RSC流過一定的轉差功率。SSC和RSC共同將捕獲的風能輸送到直流母線，實現(xiàn)傳統(tǒng)直流并網(wǎng)結構中風電場側變流站的功能。下面將分別介紹RSC和SSC的控制策略。

圖2 雙饋電機dq坐標系等效電路圖Fig.2 DFIG equivalent circuit on the dq reference frame

1.2 RSC控制策略

RSC采用間接氣隙磁鏈定向控制策略，以輸出可控的DFIG氣隙電勢幅值和相角。將氣隙磁鏈定向在同步旋轉dq坐標系的d軸方向，其空間位置θm可通過基準角頻率ω1的積分得到。

DFIG轉子電壓方程可表示為：

(2)

采用氣隙磁鏈定向后，將式(1)代入式(2)后可以得到轉子電壓為：

(3)

式中：Lr=Lr-Lm為轉子漏感;kpr，kir為轉子電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的比例參數(shù)和積分參數(shù)；s為拉普拉斯算子。

勵磁電流的參考值通過下式計算為

(4)

轉子d軸電流的參考值為勵磁電流和定子d軸電流的差值，有

(5)

由式(1)可得，轉子q軸電流參考可表示為

(6)

圖3 定子側變流器和轉子側變流器的控制框圖Fig.3 Control scheme of SSC and RSC

1.3 SSC控制策略

通過RSC的氣隙磁場定向控制，可在DFIG氣隙中產(chǎn)生穩(wěn)定的三相正弦反電勢。因此，SSC可以控制為整流器實現(xiàn)對DFIG輸出功率的控制。由于氣隙磁鏈定向在同步旋轉dq坐標系的d軸方向，且氣隙反電勢位于同步旋轉dq坐標系的q軸，所以定子q軸電流為有功分量，定子d軸電流為無功分量。在以基準角頻率ω1旋轉的dq坐標系中，DFIG定子電壓的方程可表示為

(7)

式中uds,uqs為定子dq軸電壓。將式(7)代入式(1)可以得到DFIG定子dq軸電壓參考為：

(8)

在氣隙磁鏈定向的條件下，DFIG輸出的氣隙有功、無功功率可表示為：

(9)

可見在該定向條件下，DFIG輸出的氣隙有功、無功功率可以由定子電流的d、q軸分量獨立解耦控制。根據(jù)最大風能跟蹤及單位功率因數(shù)的工作原理，氣隙有功和無功功率的給定值分別設定為：

(10)

式中Pmppt是最大風能曲線對應的風機功率。在不考慮定子電阻上的功率損耗后，一般可以認為DFIG輸出的氣隙功率也就是定子側輸出的功率，所以在后文中直接用定子功率代替氣隙功率。

2 轉子位置估算

2.1 模型參考自適應算法

為實現(xiàn)DFIG在氣隙磁鏈定向下的無位置傳感器運行，參考文獻[20]采用的定子磁鏈作為參考的MRAS方法，本文進一步研究MRAS在雙變流器控制下對DFIG轉子位置的檢測方法。

在靜止坐標系下，采用定子電壓和定子電流表示氣隙磁鏈為

ψm=∫(us-Rsis)dt-Lσsis。

(11)

在靜止坐標系中采用定子電流和轉子電流表示氣隙磁鏈為

(12)

式(11)計算的磁鏈作為參考磁鏈，式(12)計算的磁鏈作為自適應磁鏈，通過調(diào)節(jié)估測的轉子速度，使得自適應磁鏈與參考磁鏈之間的誤差為0，以獲得準確的轉子速度。磁鏈誤差在靜止αβ坐標系中可表示為

(13)

轉子位置和速度估測模塊結構如圖4所示，其中磁鏈誤差作為PI調(diào)節(jié)器輸入，PI的輸出即為估測的轉速，通過積分后獲得轉子位置估測值以實現(xiàn)DFIG的無位置傳感器運行。

圖4 轉子位置估測的MRAS模塊Fig.4 MRAS observer for rotor angle estimating

2.2 小信號模型

為分析DFIG采用MRAS實現(xiàn)無位置傳感器運行的穩(wěn)定性，本文進一步建立氣隙磁鏈定向下的小信號模型。為便于對圖4中MRAS模型進行小信號建模，可將氣隙磁鏈誤差在同步旋轉dq坐標系下表示為

(14)

(15)

在同步坐標系中采用電流模型的氣隙磁鏈表達式為

(16)

(17)

(18)

假如穩(wěn)態(tài)時θerror0=0，則可得到如下關系式：

(19)

(20)

將式(15)～式(21)從時域歸算到s域，可以得到轉速波動過程小信號模型的傳遞函數(shù)如圖5所示。

圖5 小信號模型框圖Fig.5 Scheme of small signal model

根據(jù)圖5所示的小信號模型的閉環(huán)框圖，可以得到其開環(huán)傳遞函數(shù)為

(21)

根據(jù)小信號模型的開環(huán)傳遞函數(shù)可以繪制出其開環(huán)傳遞函數(shù)的根軌跡如圖6所示。傳遞函數(shù)的兩個極點都在原點(圖中叉號表示)，有一個小于零的零點(圖中小圓圈表示)，根據(jù)根軌跡的繪制原則，從極點出發(fā)，收斂于零點或者無窮遠，且關于實軸對稱，可以得到圖6所示的根軌跡。根軌跡全部在左半平面。因此，當實際轉速發(fā)生波動時，估測轉速也能夠穩(wěn)定的跟蹤上實際轉速。

圖6 小信號模型的根軌跡Fig.6 Sketch of root locus for small signal model

2.3 電機參數(shù)影響

在上述的MRAS算法中，需要用到定子電阻、定子漏感、定轉子互感這些電機參數(shù)，所以這些電機參數(shù)的準確性對估測的轉子位置精度有一定的影響。由于定子電阻很小，所以電阻參數(shù)的影響可以忽略不計。如果電機在運行時電感參數(shù)有一定的變化，而在圖4的模型中沒有及時的改變電感參數(shù)值，那么計算出的轉子位置角將有一定的誤差。下面將討論互感和定子漏感參數(shù)的變化對轉子位置角的影響。

當定子漏感參數(shù)和互感參數(shù)與實際值不相等時，由圖4中的模型可以看出氣隙磁鏈存在兩個誤差。第一個是由于定子漏感不對造成參考氣隙磁鏈的誤差，第二個誤差是由于定轉子互感不對造成估測氣隙磁鏈的誤差，這兩個誤差之和是氣隙磁鏈的總誤差，也就是估測轉子位置角的誤差。

對于第一個誤差，當定子漏感實際值與圖4模型中的定子漏感值不一樣時，通過電壓模型計算的氣隙磁鏈不是準確值，但是通過電壓模型計算的定子磁鏈還是準確的，所以可通過定子磁鏈表示出氣隙磁鏈，然后計算氣隙磁鏈的誤差。

采用定子磁鏈和定子電流表示氣隙磁鏈為

ψm=ψs-Lσsis。

(22)

將上式寫成同步坐標系dq軸分量的形式為

(23)

氣隙磁鏈在同步坐標系中的位置角θ1為

(24)

(25)

氣隙磁鏈的誤差角為

(26)

實際中一般控制定子無功功率為0，則定子d軸電流為0。所以式(26)可以化簡為

(27)

對于第2個誤差，氣隙磁鏈采用定子電流和轉子電流表示時，在同步坐標系中的位置角為

(28)

(29)

第2個誤差是由于互感參數(shù)變化引起的，但是由于在本文中采用的是氣隙磁鏈定向控制策略，定子q軸電流和轉子q軸電流之和為0，所以不管定子互感如何變化，式(29)計算的誤差角一直為0，所以通過電流模型計算的轉子位置角度能準確的跟蹤電壓模型計算的氣隙磁鏈位置角。因此，在氣隙磁場定向控制策略下，由于互感參數(shù)變化引起的位置觀測誤差是不存在的。轉子估測位置誤差僅僅是由定子漏感參數(shù)變化引起的。

由式(27)可以看出，轉子誤差角不光與定子漏感相關，還與轉矩電流iqs和定子磁鏈相關。但是在控制中定子磁鏈一般維持在額定值，所以可以認為是恒定值。但是iqs是隨著定子輸出有功功率不同而變化的，即電機在不同的輸出功率下，估測的位置角誤差也會有變化。由于電機電感參數(shù)通常的變化范圍為±20%，為表示轉子位置誤差角與電機定子漏感參數(shù)和轉矩電流的關系，在Matlab/SIMULINK中分析了定子漏感參數(shù)變化±20%時，DFIG運行在額定頻率和額定磁鏈(DFIG參數(shù)見表1)，DFIG定子輸出功率分別為500 W、750 W、1 000 W時的轉子估測位置角的誤差。

由于定子漏感很小，而且在氣隙磁鏈定向的情況下，定子磁鏈q軸分量很小，此時的反正切基本為線性關系，所以圖7中的誤差曲線基本呈現(xiàn)線性關系。而且從圖中還可以看出，定子漏感參數(shù)在同樣的變化下，定子輸出功率越大，誤差越大。當輸出功率為1 000 W時，最大的轉子位置誤差角為1.3°，仍可滿足DFIG矢量控制的運行要求。

圖7 電感參數(shù)變化20%的轉子位置角誤差Fig.7 Rotor angle error with inductance varying twenty percent

3 實驗驗證

為了驗證上文中所提出的基于雙變流器控制的DFIG無位置傳感器運行技術的可行性和有效性，構建了DFIG并接直流電網(wǎng)的模擬裝置，實驗平臺系統(tǒng)框圖如圖8所示。其中采用變頻器拖動的鼠籠式異步電機模擬風力機，并與DFIG同軸相連。由于在HVDC系統(tǒng)中，高壓直流母線的電壓由遠端大電網(wǎng)側的變流站控制恒定，因此在實驗裝置中，用一個直流源來模擬直流電網(wǎng)。表1給出了實驗中使用的DFIG電機參數(shù)，并網(wǎng)控制算法的實現(xiàn)基于TI公司的DSP TMS320F28335，采樣頻率為10 kHz，IGBT開關頻率設定為10 kHz。實驗波形由橫河YOKOGAWA的DL750錄波儀采集。

表1 實驗系統(tǒng)參數(shù)

圖8 實驗平臺系統(tǒng)框圖Fig.8 Schematic diagram of the experiment system

圖9為DFIG定子側輸出功率為500 W時的穩(wěn)態(tài)波形圖。因為電機的額定電壓為110 V，當定子輸出功率500 W時，定子相電流峰值為3.7 A，THD為5.45%。轉子電流相電流峰值為1.44 A，THD為3.97%。其中實際轉子位置和估測的轉子位置存在0.05°的位置誤差，這可能是由于DSP的采樣和控制時延導致，由于該誤差角很小，對于氣隙磁場定向的控制效果基本沒有影響。

為了驗證無位置傳感器控制方法在功率給定變化和轉速變化時的動態(tài)性能，給出了圖10和圖11的實驗波形。

圖10是定子有功功率從250 W變化到750 W的波形圖?？刂艱FIG定子輸出功率給定在圖中所示t1時刻從250 W線性升高，在1.4 s后即t2時刻穩(wěn)定在750 W。從圖中可以看出，定子電流、轉子電流、電磁轉矩均能跟隨給定值平滑增加，定子相電流幅值從1.85 A變化到5.5 A，轉子實際相電流幅值從0.97 A變化到2 A。在給定功率變化過程中，實際轉子位置角和估測轉子位置角的誤差保持在0.05°以內(nèi)，估測轉速與實際轉速基本相同，估測的轉子位置角在功率變化過程中也具有很好的跟隨性。

圖9 定子輸出功率500 W的實驗結果Fig.9 Experiment result of DFIG with stator output power being 500 W

圖10 定子輸出功率從250 W到750 W實驗結果Fig.10 Experiment result of DFIG with stator output power changing from 250 W to 750 W

圖11 轉速從次同步到超同步變化實驗結果Fig.11 Experiment result of DFIG with rotor speed changing from sub-synchronous to super-synchronous state

圖11是轉子轉速從次同步(800 r/min)變化到超同步(1 200 r/min)的動態(tài)過程波形圖。DFIG轉速在圖中所示t1時刻從800 r/min線性升高，在1.6 s后即t2時刻穩(wěn)定在1 200 r/min。從圖中可以看出，定子電流基本沒有變化，轉子電流頻率從10 Hz變到0然后又變到10 Hz，估測轉速波形與實際轉速變化波形重合，這表明估測轉速具有很好的跟隨性。而且由轉子位置誤差角的波形可以看出在轉速動態(tài)變化過程中，位置誤差穩(wěn)定在0.05°以內(nèi)，所以無位置傳感器算法在轉速變化時也具有很好的跟隨性和很小的超調(diào)量。

圖12為定子輸出500 W功率時，互感和定子漏感均有正向20%誤差時的DFIG實驗波形?？梢钥闯?，此時轉子估測位置與實際位置會存在0.8°的檢測誤差，這與前面的理論分析和分析結果圖9是一致的。圖中的定子電流THD為6.72%，轉子電流THD為4.68%，相比較于圖11中的波形可以發(fā)現(xiàn)，定轉子電流的THD都有一定的增大，但是DFIG仍可正常運行，表明本文研究的無位置傳感器控制方法對于電感參數(shù)的變化不敏感，具有較高的魯棒性。

圖12 電感參數(shù)有20%誤差的實驗結果Fig.12 Experiment result of DFIG with inductance varying twenty percent

4 結 論

本文研究了一種基于雙變流器控制的DFIG無位置傳感器運行技術。采用基于氣隙磁鏈的MRAS方法估算轉子位置并實現(xiàn)DFIG的直流并網(wǎng)發(fā)電運行，通過小信號模型驗證了DFIG無位置傳感器運行的穩(wěn)定性。分析發(fā)現(xiàn)，所提無位置傳感器控制策略的位置檢測精度不受互感參數(shù)變化的影響，在20%漏感參數(shù)變化范圍內(nèi)，估測的轉子位置和速度仍具有較高的精度，DFIG系統(tǒng)具有較好的發(fā)電運行性能。

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(編輯：劉琳琳)

Sensorless control strategy of doubly-fed induction generator connected to DC grid

NIAN Heng， WU Chao

(College of Electrical Engineering, Zhejiang University, Hangzhou 310027, China)

In order to simplify the complexity of doubly-fed induction generator (DFIG) system connected to DC grid, the sensorless operation technique is further studied on the basis of two converters. Aiming at that stator voltage is not sinusoidal, the stator side converter and the rotor side converter was controlled through the indirectly air-gap flux orientation. In order to reduce the dependency on the parameters, the model reference adaptive system based on air-gap flux was applied to achieve the sensorless operation. The small signal method was applied to analyze the stability of the sensorless operation and the robustness against the DFIG parameter variations on the basis of mathematical model of DFIG. Finally, the experimental system of DFIG connected to DC grid is developed to validate the sensorless operation technique.

DC power transmission；doubly-fed induction generator；dual converters control; model reference adaptive system; sensorless operation

2015-06-25

國家自然科學基金(51277159)

年 珩(1978—),男,博士,教授，博士生導師,研究方向為新能源技術、風力發(fā)電技術等;

吳 超(1992—),男,博士研究生，研究方向為雙饋電機直流并網(wǎng)新型拓撲結構與控制策略研究。

年 珩

10.15938/j.emc.2016.11.001

TP 46;TM 315

A

1007-449X(2016)11-0001-09