基于滯環(huán)控制策略的并聯(lián)有源濾波器研究

施林涵

（福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福州 350108）

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基于滯環(huán)控制策略的并聯(lián)有源濾波器研究

施林涵

（福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福州 350108）

并聯(lián)有源濾波器是電網(wǎng)中常用的諧波抑制和無(wú)功補(bǔ)償?shù)难b置，本文研究了基于滯環(huán)控制策略的并聯(lián)有源濾波器結(jié)構(gòu)，詳細(xì)分析了直流電容和串聯(lián)電抗器兩個(gè)關(guān)鍵器件的參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響，并給出了選取原則，最后結(jié)合SABER軟件的仿真結(jié)果，驗(yàn)證了參數(shù)優(yōu)化后該方案的有效性。

并聯(lián)有源濾波器；滯環(huán)控制；SABER

隨著近年來(lái)電力電子設(shè)備在工業(yè)內(nèi)的廣泛應(yīng)用，各類非線性負(fù)載在使用中產(chǎn)生了大量的諧波分量，造成系統(tǒng)內(nèi)電壓、電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，并引起供電質(zhì)量下降、電力元件損耗上升、用電設(shè)備運(yùn)行的可靠性降低等問題[1-2]。為了解決電力系統(tǒng)內(nèi)的諧波污染，眾多學(xué)者已經(jīng)作了大量的研究[3-5]。在各類解決方案中，有源電力濾波器（Active Power Filter, APF）是當(dāng)今研究的熱點(diǎn)。有源電力濾波器是一種能快速響應(yīng)，用于動(dòng)態(tài)抑制諧波、補(bǔ)償無(wú)功的新型電力電子裝置，適用于補(bǔ)償頻率和幅值都變化的諧波分量。其補(bǔ)償特性良好不受電網(wǎng)阻抗的影響，在對(duì)濾波有較高要求的地方實(shí)用性大大超過傳統(tǒng)的無(wú)源濾波器。

為了提高有源濾波器的性能，需要不斷地對(duì)其控制策略進(jìn)行改進(jìn)。文獻(xiàn)[6]提出了一種神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)逆解耦的控制策略，文獻(xiàn)[7]用一種改進(jìn)的SVPWM算法進(jìn)行跟蹤控制，上述算法精度高但計(jì)算量大，控制復(fù)雜，在實(shí)際應(yīng)用中一般還是使用滯環(huán)控制策略和三角載波控制策略。本文詳細(xì)分析了基于瞬時(shí)無(wú)功理論電流檢測(cè)的原理，通過系統(tǒng)參數(shù)的計(jì)算，對(duì)滯環(huán)控制策略進(jìn)行了優(yōu)化。最后通過仿真證明了優(yōu)化后系統(tǒng)的有效性。

1　并聯(lián)有源濾波器組成及原理

圖1　并聯(lián)有源濾波器結(jié)構(gòu)

并聯(lián)有源濾波器是有源濾波器中的一種，其結(jié)構(gòu)如圖1所示，圖中的負(fù)載是典型諧波源——三相橋式整流電路，整流電路直流側(cè)為在日常生活中電子產(chǎn)品廣泛等效的阻感負(fù)載，APF的主電路采用三相電壓型PWM變流器，其直流側(cè)接有一個(gè)大電容，電壓基本穩(wěn)定，可視作一個(gè)電壓源。圖中 isa、isb、isc代表電網(wǎng)側(cè)電流，iLa、iLb、iLc代表負(fù)載電流，ica、icb、icc代表并聯(lián)有源濾波器產(chǎn)生的補(bǔ)償電流。

根據(jù)節(jié)點(diǎn)電流定律，電網(wǎng)側(cè)電流和負(fù)載電流、補(bǔ)償電流間的關(guān)系：式中，iLf和iLh分別為負(fù)載電流分解出的基波分量和諧波分量，而并聯(lián)有源濾波器的補(bǔ)償電流需要補(bǔ)償?shù)氖秦?fù)載電流的諧波分量，即產(chǎn)生一個(gè)大小相等、

方向相反的電流?iLh，補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)的電流為

從上式可以看出，加入并聯(lián)有源濾波器進(jìn)行補(bǔ)償后，電網(wǎng)側(cè)的電流只剩為正弦波的負(fù)載電流的基波分量，消除了電網(wǎng)側(cè)的諧波污染。

2　基于瞬時(shí)無(wú)功理論的電流檢測(cè)

諧波電流檢測(cè)的方法很多，基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的 ip、iq諧波檢測(cè)方法因容易實(shí)現(xiàn)且結(jié)果較為準(zhǔn)確，因而使用最為廣泛。圖2為其控制框圖。

圖2 ip、iq諧波檢測(cè)法控制框圖

圖2中，C32為坐標(biāo)系變換矩陣，將三相電流ia、ib、ic變換到兩相靜止坐標(biāo)系下的電流iα和iβ，該變換矩陣的值為

該電路上方的PLL是一個(gè)鎖相環(huán)，鎖相環(huán)的作用是得到一個(gè)和a相的電壓有著相同相位的信號(hào)，PLL后方的是一個(gè)正弦和余弦信號(hào)的產(chǎn)生電路，將電流經(jīng)過矩陣C變換后就能得到電流的有功和無(wú)功分量ip、iq。

得到ip、iq后通過低通濾波器（LPF）濾除諧波分量得到了直流分量和，低通濾波器本文選擇了巴特沃斯濾波器，階數(shù)為兩階，截止頻率30Hz。

經(jīng)過濾波器得到的直流分量再通過兩次的逆變換得到三相電流的基波分量iaf、ibf、icf，基波分量和三相電流相減就得到了三相電流的諧波分量。當(dāng)并聯(lián)型有源濾波器需要實(shí)現(xiàn)的功能是同時(shí)補(bǔ)償諧波和無(wú)功時(shí)，需要檢測(cè)的是補(bǔ)償對(duì)象中的諧波電流和無(wú)功電流。具體的作法只需要斷開圖2中q的計(jì)算通道即可實(shí)現(xiàn)。

3　滯環(huán)比較控制策略分析和參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1策略分析

本文的補(bǔ)償電流跟蹤比較使用滯環(huán)控制的方式，其原理如圖3所示。

圖3　滯環(huán)比較控制策略原理圖

滯環(huán)比較器的上下閥值一般相同，設(shè)閥值為H/2（則環(huán)寬為H）。圖中左的側(cè)電流是補(bǔ)償電流的指令信號(hào)，它與實(shí)際的補(bǔ)償電流 ic進(jìn)行比較，二者的差值作為滯環(huán)比較器的輸入側(cè)的信號(hào)，當(dāng)該信號(hào)高于+H/2時(shí)，PWM輸出為1；同理低于?H/2時(shí)，PWM輸出為0。在二者之間時(shí)PWM輸出不變。顯然Δic的變化范圍只能在和之間浮動(dòng)，圍繞著得到一個(gè)鋸齒波的波形。

采用滯環(huán)比較器進(jìn)行瞬時(shí)值比較時(shí)，環(huán)寬的選擇比較重要，環(huán)寬需要和串聯(lián)電抗器相配合，才能得到更好的補(bǔ)償效果。滯環(huán)的寬度H對(duì)補(bǔ)償電流的跟隨性能有較大的影響。調(diào)高寬度 H，對(duì)開關(guān)器件要求不高，但系統(tǒng)誤差較大。反之調(diào)小寬度 H，系統(tǒng)的誤差較小，而開關(guān)器件的要求則較高。最佳策略是在開關(guān)器件容許的開關(guān)頻率內(nèi)盡可能地減少環(huán)寬，增強(qiáng)電流的跟隨效果。

3.2參數(shù)設(shè)計(jì)

1）直流電容電壓

直流電容電壓和交流電源電壓在串聯(lián)電抗器上的差值共同決定了補(bǔ)償電流的大小，當(dāng)直流電容電壓增大的時(shí)候，補(bǔ)償電流的變換率增大，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快。用Uc表示直流電容電壓的值，則需要滿足：

式中，U是電源的相電壓，為了提高動(dòng)態(tài)性能，一般取Uc=3U，本文取Uc=650V。

2）串聯(lián)電抗器

在并聯(lián)有源濾波器中，滯環(huán)寬度一般為額定電流的10%，經(jīng)上節(jié)分析，滯環(huán)環(huán)寬和串聯(lián)電抗器的大小要結(jié)合并綜合考慮。總體上來(lái)說，電感增大時(shí)，補(bǔ)償電流的變化率降低，精度受到影響。電感減小時(shí)，對(duì)開關(guān)器件的開關(guān)頻率的要求就比較高。

對(duì)于滯環(huán)比較方式而言，為保證良好的跟隨性能，補(bǔ)償電流的變化率η的最小值：

式中，電流 Ihmax為h次諧波的最大電流幅值；ω為工頻角頻率。

根據(jù)電壓源換流器的開關(guān)原理，換流器交流側(cè)的相電壓相當(dāng)于一個(gè)五電平的PWM波。0，Uc/3，這五個(gè)電平有較大的隨機(jī)性，理論上 APF的最大和最小電流變化率為

對(duì)于周期采樣方式而言，電感由允許的最大電流跟蹤偏差ΔImax決定。設(shè)采樣周期為 Ts，則 APF的電流變化率應(yīng)滿足：

聯(lián)立式（6）—式（8）并化簡(jiǎn)可得出滯環(huán)比較方式下電感取值的簡(jiǎn)化式，即

式中，Us是電源線電壓的有效值，取閥值H/2為0.6；Tmin為 2μs進(jìn)行計(jì)算，可得電感的最小取值在2.7mH，在最大值的計(jì)算中，通過傅里葉分解發(fā)現(xiàn)h=5的時(shí)候分母處的取值是最大的，計(jì)算出 L的最大值為42mH。

為使電流的跟蹤控制效果較好，在仿真中電感的取值為2.8mH。

4　仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證優(yōu)化參數(shù)后該控制方案的有效性，本文通過 SABER軟件搭建了系統(tǒng)仿真模型。電網(wǎng)側(cè)相電壓 380V/50Hz，非線性負(fù)載為三相橋式不可控整流電路，R1=20Ω，L1=10mH。并聯(lián)有源濾波器直流側(cè)電容C=1000μF，直流側(cè)電壓Uc=650V。串聯(lián)電抗器L=2.8mH。

以A相電流波形為例，圖4是其負(fù)載電流波形，通過SABER仿真軟件中的傅里葉分析功能，測(cè)得A相的諧波畸變率（THD）為 0.3536，可認(rèn)為經(jīng)過三相橋式整流電路這一典型諧波源負(fù)載后，整個(gè)電源電流的波形發(fā)生了嚴(yán)重的畸變，電流中諧波的成分相當(dāng)大。圖5和圖6分別為從負(fù)載電流分離出的諧波電流波形和并聯(lián)有源濾波器產(chǎn)生的補(bǔ)償電流波形。圖7是經(jīng)過補(bǔ)償后的電網(wǎng)側(cè)的波形，與圖4的電流波形相比，已經(jīng)有很大的改善。接入并聯(lián)有源濾波器后的諧波畸變率減低為 0.1175。通過對(duì)比加入有源濾波器前后的諧波畸變率可以發(fā)現(xiàn)，諧波成分得到了明顯的補(bǔ)償。

圖4　負(fù)載電流波形

圖5　負(fù)載電流中的諧波分量波形

圖6　并聯(lián)有源濾波器的補(bǔ)償電流波形

圖7 電網(wǎng)側(cè)電流波形

圖8和圖9分別為加入并聯(lián)有源濾波器前后電網(wǎng)電流波形的幅頻特性，在加入并聯(lián)有源濾波器前，5次、7次、11次和13次諧波較大，加入有源濾波器后，各次諧波都大大降低。

圖8　加入SAPF前電源電流波形的幅頻特性

圖9　加入SAPF后電源電流波形的幅頻特性

5　結(jié)論

本文對(duì)基于滯環(huán)控制策略的并聯(lián)有源濾波器進(jìn)行了研究，分析了該電路的結(jié)構(gòu)和原理，并詳細(xì)研究并計(jì)算了滯環(huán)控制策略下并聯(lián)有源濾波器的直流電容電壓和串聯(lián)電抗器這兩個(gè)關(guān)鍵的參數(shù)值，最后結(jié)合 SABER軟件的仿真結(jié)果論證了該優(yōu)化參數(shù)計(jì)算方法的可行性、有效性。

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Research of Shunt Active Power Filter based on Hysteresis Control Strategy

Shi Linhan
(College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 350108)

Parallel active power filter is a device for harmonic suppression and reactive power compensation in power system. The paper researches the structure of active power filter based on hysteresis control strategy. The influence of DC capacitor and series reactor, which is two key components of the system, is analyzed in detail, and the selection principle is given. Finally, the validity of the scheme is verified by simulation results with SABER software.

SAPF; hysteresis control; SABER

施林涵（1991-），男，福建福州人，碩士研究生，研究方向是電氣工程。