基于相對比率的高幀頻圖像采集器設(shè)計與實現(xiàn)*

孫小進，李平安，黃秀亮（湖南信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子工程學(xué)院，長沙410200）

基于相對比率的高幀頻圖像采集器設(shè)計與實現(xiàn)*

孫小進*，李平安，黃秀亮
（湖南信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子工程學(xué)院，長沙410200）

為了在機器視覺應(yīng)用中實現(xiàn)高動態(tài)范圍HDR（High Dynamic Range）圖像采集，提出一種基于檢測像素相對比率的新型圖像采集系統(tǒng)。提出的圖像采集器使用全差分電路檢測信號比，并通過基于數(shù)字計數(shù)器的緊湊列并行讀出電路捕捉像素的脈沖寬度調(diào)制輸出，系統(tǒng)設(shè)計了相應(yīng)的光電流比檢測像素方法，能獨立地捕捉局部場景特征。實驗結(jié)果顯示：提出的COMS圖像傳感器性能較好，當(dāng)標(biāo)稱幀頻為9 600 frame/s時，提出的32像素×32像素陣列原型CMOS圖像傳感器消耗了4mW的功率；當(dāng)最大幀頻為24 000 frame/s時，此圖像傳感器消耗了6.8mW的功率。

CMOS圖像傳感器；高幀頻；HDR；相對采集；機器視覺

遙感、生物醫(yī)學(xué)成像、攝影和汽車等許多工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域都需涉到及高動態(tài)范圍HDR成像技術(shù)［1～3］。而具有高動態(tài)范圍的機器視覺既能夠分辨捕捉場景中照明好的區(qū)域，也能夠分辨照明差的區(qū)域［4］。因此對于機器視覺應(yīng)用來說，HDR也是關(guān)鍵的因素之一。

傳統(tǒng)的CMOS圖像傳感器存在許多缺陷，其處理過程通常是將光生信號讀出，作為電壓值，然后通過集成發(fā)光二極體結(jié)電容上的光電流推算出電壓值，其輸出電壓的最大值由像素和讀出電路確定。因此，有用信號的物理飽和度限制了最大信號幅度，從而限制了動態(tài)范圍。此外，由于集成了結(jié)電容上的光電流，有用信號的幅度也取決于發(fā)光二極體的積分時間。為了獲得較好的圖像信噪比SNR，可以通過調(diào)節(jié)積分時間，使帶有最大信號幅度的像素接近于輸出飽和。然而，如果被捕捉場景中的最大照明度變得非常高，黑暗區(qū)域?qū)?yīng)像素的輸出信號，很可能會降到噪聲基底水平以下，從而無法捕獲。此外，調(diào)節(jié)積分時間使幀頻與傳感器SNR之間達到一種權(quán)衡，這樣捕捉出現(xiàn)明顯移動的場景會成為問題。在許多應(yīng)用中，針對移動場景情形去達到高動態(tài)范圍是較難以實現(xiàn)的，其原因在于傳統(tǒng)的采集系統(tǒng)讀取的是絕對信號值；此外，影響傳統(tǒng)CMOS圖像傳感器的動態(tài)范圍因素還和單端工作電路有關(guān)，因為相較于微分電路，單端電路對工藝變化和裝置不匹配更敏感。

總之，大多數(shù)傳統(tǒng)傳感器難以獲取高動態(tài)范圍的原因是使用單端電路對絕對信號值進行傳統(tǒng)采集。針對這種情況，相關(guān)學(xué)者提出了一些方法，如將梯度采集相機用于討論的動態(tài)范圍高的應(yīng)用［5］。相比較于絕對信號采集，信號梯度采集能夠提供更好的結(jié)果，也能夠使微分運算與現(xiàn)有空間邊緣檢測傳感器的運算匹配［6，7］。然而，類似與傳統(tǒng)基于強度的傳感器，現(xiàn)有的相機仍會受到物理限制［8］。相較于場景的“黑暗”部分，相鄰像素的信號強度在場景照明好的部分差異更大，也會導(dǎo)致飽和、SNR及幀頻的權(quán)衡問題產(chǎn)生［9］。

針對上述問題，本文提出了一種空間像素相對采集方法，傳感器能夠直接檢測水平方向上與垂直方向上相鄰發(fā)光二極體輸出強度之間的比率。檢測時并未獲得絕對信號值。從理論上說，如果捕捉場景的空間信息體現(xiàn)在像素比上，重建的場景是獨立于實際的場景照明。此外，相較于檢測絕對值，檢測比率與超大規(guī)模集成電路VLSI（Very Large Scale Integration）設(shè)計的本質(zhì)更相符。由于像素處理的原理跟傳統(tǒng)的方法不同（沒有“積分時間”），因此可以將場景的照明完全從可實現(xiàn)的幀頻中解耦，從而進行高幀頻操作?！跋鄬ο袼亍笔侨罘蛛娐罚梢越档蛯に囎兓撵`敏度。

1　相對成像的概念

圖1為相對成像概念的原理圖。圖1（a）是一個來自傳統(tǒng)CMOS圖像傳感器的長期曝光（即長積分時間）圖像。長期曝光圖像能夠恰當(dāng)?shù)胤直娉鰣鼍爸械暮诎祬^(qū)域。但是，在明亮區(qū)域內(nèi)，對應(yīng)的像素會飽和，并且模式信息會丟失。短期曝光圖像（即短積分時間，圖1（b））可以分辨出明亮區(qū)域的式樣，但是會丟失黑暗區(qū)域的信息。相對成像會檢測出垂直方向上相鄰像素和水平方向上相鄰像素（發(fā)光二極體）的比率。我們對垂直比率與水平比率之間的平均值進行計算，圖1（c）是結(jié)果，可以同時分辨出明亮區(qū)域和黑暗區(qū)域（兩個矩形框）。由于傳感器飽和（圖1（a）中矩形），長期曝光圖像無法分辨出明亮區(qū)域，而短期曝光圖像無法分辨出黑暗區(qū)域（圖1（b）、1（c）中矩形）。

圖1　傳統(tǒng)的CMOS圖像傳感器的圖像和MATLAB模擬的相對成像

2　提出的基于相對比率的像素采集

圖2是相對比率像素采集的原理圖。在每個像素內(nèi)此原理圖被復(fù)制兩次，一次用于垂直方向，另一次用于水平方向。通過使用跨導(dǎo)線性電路技術(shù)，可以方便的實現(xiàn)連續(xù)時間模擬處理電路［10，11］。晶體管M1、M2、M3和M4構(gòu)成了跨導(dǎo)線性環(huán)。在環(huán)內(nèi)，MOS晶體管的柵源電壓滿足下列公式：

圖2　相對比率像素采集的原理圖

設(shè)所有晶體管（M1～M4）的漏源電流足夠?。ù蠹s在10 nA范圍內(nèi)），所有4個晶體管在弱反型區(qū)下運作，則弱反型區(qū)工作的NMOS裝置的漏源電流可表示為：

其中，nn是NMOS晶體管閾下的斜率系數(shù)，μn是電荷載子（電子）有效移動率，Cox是每個單位面積的柵氧化層電容，W是物理的NMOS柵寬，Leff是有效柵長，VT0是晶體管的閾值電壓（室溫下的標(biāo)稱值）。從公式（2），可得出下列2個公式：

聯(lián)合式（1）、式（3）或式（4），可得出：

將跨導(dǎo)線性環(huán)晶體管M1～M4設(shè)計成相同的柵尺寸，從而I0，1=I0，2=I0，3=I0，4。因此有：

從圖 2可看出，其中 IDS，1=Iout+、IDS，2=Iout-、

IDS，3=IPD+以及 IDS，4=IPD-（IPD+和 IPD-是對應(yīng)的發(fā)光二極體電流）。因此，基于式（6），發(fā)光二極體電流之間的比率可表示為：

由于不存在傳統(tǒng)的（發(fā)光二極體）積分時間。因此由輸出電流（Iout+和Iout-）的比率確定像素輸出，且輸出電流（Iout+和Iout-）由偏置電流Ibias設(shè)置。因此可以在高速條件下可進行比率采集而不需要滾動快門輸送像素積分次數(shù)（如同傳統(tǒng)光柵掃描所做）。用列并行的方式讀取像素，同時讀取了像素的完整行。當(dāng)選擇讀出像素的某一行時，設(shè)置選擇信號為較高數(shù)值，并且關(guān)閉預(yù)先向寄生電容器Cpar+和Cpar-充電的晶體管。電流Iout+和Iout-開始向寄生電容器放電。當(dāng)寄生電容器的電壓到達了逆變器的切換點時，逆變器會轉(zhuǎn)換輸出電壓。圖3為對應(yīng)的波形。假設(shè)IPD+＞IPD-，意味著Iout+＜Iout-，進一步表示為寄生電容器Cpar+放電的速度比寄生電容器Cpar-慢（見圖3）。因此，通過電容器Cpar-的電壓首先到達了逆變器的切換點（Vth）），在負像素輸出條件下發(fā)生了轉(zhuǎn)換。此轉(zhuǎn)換向讀出計數(shù)器發(fā)送信號開始計數(shù)過程（T0）。由于 Cpar+的放電速度比 Cpar-慢（因為IPD+＞IPD-），通過電容器Cpar+的電壓在Tc-r時間內(nèi)到達了逆變器的切換點。當(dāng)Cpar+電壓到達了切換點時，逆變器會在正像素輸出條件下發(fā)生轉(zhuǎn)換，因此，向讀出計數(shù)器發(fā)送信號停止計數(shù)過程。

圖3　相對采集像素的波形

從選擇信號的上升沿開始（選擇信號見圖3），通過寄生電容器Cpar+的電壓到達逆變器切換點（以及停止計數(shù)）所需時間可表示為：

其中，Vdd是像素電源電壓。同理，通過寄生電容器Cpar-的電壓到達逆變器切換點（以及開始計數(shù)）所需時間可表示為：

這樣，由讀出計數(shù)器測量的時間間隔（Tc-r=Tcount-ratio）為：

由于對稱電路Cpar+=Cpar-=Cpar，由公式（10）得出：

式（11）也可表示為：

由于 Ibias=Iout++Iout-，如果將兩個發(fā)光二極體電流之間的比率界定為：

并且時間常數(shù)τ為：

那么式（11）可表示為：

由式（15）得出下列二次方程：

解二次方程得出：

光電電流比可直接從測量（計算）的時間間隔Tc-r中推斷出。由于Tc-r＞＞τ，式（17）可簡化為：

因此，光電流比RF與測量的間隔Tc-r成正比（τ是常數(shù)）。即：如果Tc-r→0（當(dāng)兩邊的電流相等時），從式（17）得出的比率等于1。圖4為對應(yīng)的像素輸出轉(zhuǎn)移函數(shù)，橫坐標(biāo)為讀出計數(shù)器測量的間隔（標(biāo)準(zhǔn)化為τ），縱坐標(biāo)為基于式（17）的光電流比。

圖4　相對比率像素采集轉(zhuǎn)移曲線：對應(yīng)的輸出光電流比RF與標(biāo)準(zhǔn)化為τ的測量時間間隔的對比

使用此技術(shù)測量的最短時間間隔（TLSB）與讀出計數(shù)器的最低位LSB（Least Significant Bit）（或計數(shù)器時鐘信號的周期）符合。TLSB的最佳選擇為等于時間常數(shù)τ。，可獨立設(shè)置TLSB和τ，且通常TLSB=λ·τ，其中λ≥1。由計數(shù)器的終值指定可獲得的最長時間間隔（Tc-r，max）。因此，可獲得的最大絕對像素比為：

將像素（i，j）的強度當(dāng)作參考像素強度Iref，可檢測到的像素（i，j）最小輸出強度等于 Iref/RF，max。依此類推，可檢測到的像素（i，j+1）最大輸出強度等于 Iref·RF，max。因此，相鄰像素（i，j+1）的動態(tài)范圍等于：

對于本文使用的5 bit計數(shù)器，基于方程（19），如果TLSB＞＞τ，RFi等于31。然而，如果TLSB≈τ（或λ≈1），需要考慮FR曲線的非線性（見圖4）。經(jīng)TLSB檢測的信號略高。當(dāng)TLSB≈τ時，線性曲線的偏差最高?；诜匠蹋?7）（為Tc-r=TLSB=τ解答），可檢測的最小比率等于1.62，并非如線性曲線預(yù)測的結(jié)果等于1。可檢測的最大比率仍等于31，所以，RFi=31/1.62=19.14。因此，對于TLSB≈τ，理論上的像素動態(tài)范圍最小，且等于：

動態(tài)范圍值僅用于相鄰像素鄰域（像素（i，j+1））。將像素（i，j+1）強度作為參考，像素（i，j+2）的動態(tài)范圍為51.28 dB。然而，如果初始像素（i，j）強度作為像素（i，j+2）的參考，可獲得的動態(tài)范圍為：

通過反復(fù)進行同一分析，像素（i，j+k）的動態(tài)范圍導(dǎo)致DR=k·DRadj。從理論上說，對于大型的像素陣列，重構(gòu)圖像可以獲得非常高（與場景相關(guān)）的動態(tài)范圍。

3　相對成像的硬件實現(xiàn)

將相對比率像素采集方法應(yīng)用于檢測相鄰發(fā)光二極體生成的光電流比率（鄰近強度的比率）。其中，每個像素包括兩組發(fā)光二極體：一組用于垂直方向，另一組用于水平方向，如圖5所示。像素基于跨導(dǎo)線性電路原理運行，并檢測發(fā)光二極體電流的比率。如第3節(jié)所述，相對像素提供了脈沖寬度調(diào)制輸出，其中脈沖寬度與發(fā)光二極體電流之間的比率成正比。每個像素列都需要兩個5 bit的輸出計數(shù)器，主要用于測量脈沖寬度：一個計數(shù)器測量水平方向的脈沖寬度，另一個測量垂直方向的脈沖寬度。對于包括32×32相對像素的系統(tǒng)，64列平行的輸出計數(shù)器由控制邏輯電路實施和控制。

圖5　相對比率像素成像的版圖設(shè)計

完整的模具大小為1 525μm×1 525μm，主要由32×32的相對采集像素陣列組成。單像素大小為31μm×26μm，其中光檢測的有源區(qū)為24%。每個像素都進行了較弱的強度采集，動態(tài)范圍為38 dB～43 dB，在內(nèi)部發(fā)光二極體之間相對引用此動態(tài)范圍。將包含控制邏輯、讀出計數(shù)器及行譯碼器的完整數(shù)字模塊組合成單塊并嵌入像素陣列之下。

4　測量結(jié)果

本設(shè)計的行選擇緩沖器用于驅(qū)動行選擇線［12］。測量結(jié)果表示：當(dāng)幀率為9 600 frame/s，且電源為1.8 V時，完整的設(shè)計會消耗4mW的功率（未帶有I/O單元）。在幀頻為9 600 frame/s的條件下，大多數(shù)功率是由列和行驅(qū)動緩沖器消耗，總共消耗了2.8mW。像素陣列消耗了540μW，主要是靜態(tài)功率，而數(shù)字邏輯電路大約消耗了600μW。設(shè)計中測量的最高運行幀頻為24 000 frame/s，對圖像質(zhì)量未造成嚴重影響。在幀頻24 000 frame/s的條件下，成像器的測量功耗為6.8mW。

圖6是完整的測量裝置。芯片直接與PCB鄰接，且在界線上涂有保護膠。帶有金屬桶和紅外線濾波的小型鏡頭（標(biāo)準(zhǔn)的M12×0.5尺寸）安裝在傳感器的頂部。鏡頭的有效焦距長度為15.8mm，且鏡頭的焦距比數(shù)為2.0（有效孔徑為7.9mm）。使用賽靈思的Virtex-5 LX FPGA捕捉到了傳感器的數(shù)據(jù)流。圖6是完整的裝置。將帶有傳感器的PCB連接至賽靈思評估平臺。讓數(shù)據(jù)進一步從FPGA傳送至PC，或通過DVI端口直接傳送至顯示器。

圖6　相對比率圖像采集成像裝置

圖7是傳感器在幀頻為9 600 frame/s時獲得的單獨的幀。在此次實驗中，傳感器捕捉到了印刷在一張白紙上的“相對成像”文本。圖7（a）描述了像素偏置電流大約設(shè)置為20 nA時傳感器的合并原始輸出。通過計算比率之間的平均值獲得描述的輸出，比率源于每個像素的發(fā)光二極體的上下對和左右對（見圖5）。在此標(biāo)稱模式下，像素跨導(dǎo)線性環(huán)MOSFET裝置在弱反型下運行。檢測了像素到像素的比率，因此，分辨出了對應(yīng)字母的邊緣。3個單獨的因素有助于強度波動，表現(xiàn)為背景的總噪聲。其中2個因素與傳統(tǒng)噪聲有關(guān)，特別是固定模式噪聲FPN（Fixed Pattern Noise）和暫態(tài)像素級噪聲。弱反型運行對裝置不匹配敏感，原因在于閾值電壓變化上漏極電流的指數(shù)相關(guān)性。為了減弱不匹配造成的影響，將跨導(dǎo)線性環(huán)晶體管（M1～M4，見圖2）分成2個指幅（每個指幅為2μm× 1μm，總共有8個指幅），加上每邊的4個假程序。

可在像素布局的中部觀察到的如圖5所示。FPN的另一個來源是Cpar+和Cpar-之間的不匹配（見圖2）。為了實現(xiàn)高幀頻，寄生電容必須小，因此，相對電容變化大。有助于整個FPN的第3個因素是背景（白紙）實際上是不均勻的。連同印刷字母的邊緣，傳感器捕捉了不均勻的紙表面上的反射比。圖7（b）描述了當(dāng)重復(fù)同一實驗時傳感器的原始輸出，實驗中像素偏置電流大約設(shè)置為100 nA。對于超過100 nA的偏置電流，通常跨導(dǎo)線性環(huán)晶體管會偏離弱反型運行。像素的轉(zhuǎn)移曲線變得相當(dāng)非線性，且傳感器開始檢測強度水平而不是比率。換句話說，照明度越高，比率會越明顯。由于偏置電流更高，傳感器在非線性運行模式下獲得了更高的SNR。盡管此特性可劃歸為本文提出的像素拓撲的副作用，在許多潛在應(yīng)用程序中，非線性運行模式是有用的。

圖7　從9 600 frame/s的幀頻視頻流選擇的幀，由相對成像傳感器捕捉

為了預(yù)估和消除不均勻的白色背景造成的影響，本文進行了不同的實驗。在實驗中，將文本“相對成像”印刷在透明正片上；將傳感器設(shè)置為固定，且傳感器捕捉了印刷文本和固定的背景。在數(shù)字領(lǐng)域進行了背景估計和背景減除，作為后處理步驟。圖8是通過傳感器傳送的原始輸出幀。背景減除之后，字母的邊緣更加明顯。

圖8　用于捕捉幻燈片上字母的捕獲幀

圖8（a）是與發(fā)光二極體的左右對（左右比）相符的檢測到的光電流比。圖8（b）是與檢測到的上下比相符的原始輸出。圖8（c）是合并的最終輸出，推導(dǎo)出作為上下和左右比之間的平均值（通過算出圖8（a）和圖8（b）中兩個幀的平均值獲得圖8（c）中的幀）。由于減弱了背景不均勻造成的影響及FPN噪聲，通過暫態(tài)噪聲控制圖8中的剩余噪聲，在幀頻非常高的情況下對暫態(tài)噪聲做出的預(yù)測。對于9 600 frame/s條件下圖8中的場景及照明條件，圖9是單一像素比檢測的SNR與像素偏置電流的對比。

圖9　當(dāng)幀頻為9 600 frame/s時，圖8場景和實驗設(shè)置中測量的SNR

當(dāng)幀頻為9 600 frame/s時，測量的總噪聲RMS等于1.6 LSB；當(dāng)幀頻為24 000 frame/s時，測量的總噪聲RMS等于2.1 LSB。因此，當(dāng)幀頻為9 600 frame/s時，對應(yīng)的測量像素到像素動態(tài)范圍等于43.11 dB；當(dāng)幀頻為24 000 frame/s時，對應(yīng)的測量像素到像素動態(tài)范圍等于38.39 dB。

表1是相對成像器的特點總結(jié)，而表2是與類似特征提取設(shè)計作出的對比。

表1　相對比率圖像采集器芯片的特點

表2　與類似特征提取設(shè)計的比較

5　結(jié)論

相對比率圖像采集幾乎能夠排除局部場景照明的干擾，捕捉其場景特點和式樣，使其十分適用于了許多HDR（如機器視覺）等工業(yè)應(yīng)用，基于此，本文提出一種基于相對比率的非傳統(tǒng)圖像采集硬件設(shè)計。設(shè)計包含了全差分、光電比檢測像素，可以忽略對傳統(tǒng)光電流集成的需要。將像素采集所需的時間完全從場景照明中解耦，幀頻獨立于照明水平，因此可以實現(xiàn)非常高的幀頻（多達24 000 frame/s）。實驗表明：當(dāng)幀頻為9 600 frame時，完整的32像素×32像素原型CMOS圖像傳感器設(shè)計僅消耗了4mW的功率。

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孫小進（1977-），男，漢族，湖南省長沙人，碩士，高級實驗師，主要研究方向為機器人控制技術(shù)，sunxiaojin151@sina.com；

李平安（1976-），男，漢族，湖南省邵東人，碩士，講師，湖南信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子工程學(xué)院教師，主要研究方向為信號與信息處理；

黃秀亮（1978-），男，漢族，湖南省懷化人，碩士，高級實驗師，湖南信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子工程學(xué)院教師，主要研究方向為模式識別與智能控制。

The Design of High Frame Rate Image Acquisition System Based on Relative Ratio

SUN Xiaojin*，LI Pingan，HUANG Xiuliang
（School ofElectronic Engineering，Hunan College of Information，Changsha 410200，China）

In order to achieve high dynamic range（HDR）image acquisition inmachine vision applications，a novel image acquisition system based on the relative ratio of detection pixels is proposed.The proposed image acquisition device uses a fully differential circuit to detect the signal ratio，and the pulsewidthmodulation output is captured by a compact column parallel readout circuitbased on digital counter.And themethod based on optical flow ratio is designed to detect the pixel，It can capture the local sceen features independently.The experimental results show that the proposed CMOSimage sensor is ofgood performance，when the nominal frame rate is 9600 frame/s，the consumed power of the 32 pixel×32 pixel array prototype CMOS image sensor is 4mW；while themaximum frame rate is24 frame/s，the consumed power of this sensor consumed is 6.8mW.

CMOSimage sensor；high frame rate；HDR；relative acquisition；machine vision

TP752；TP391.41

A

1005-9490（2016）04-0957-07

項目來源：湖南省教育廳科學(xué)研究項目（15C0978）

20115-08-22修改日期：2015-10-19

EEACC:6140C10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.039