基于分形結構的多頻帶微帶天線

陳　明, 王彩芳, 廖　聰, 朱先成

(1.西安郵電大學 電子與信息工程學院， 陜西 西安 710121; 　2.西安郵電大學 通信與信息工程學院， 陜西 西安 710121；3.西安郵電大學 理學院, 陜西 西安 710121)

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基于分形結構的多頻帶微帶天線

陳明1, 王彩芳2, 廖聰3, 朱先成2

(1.西安郵電大學 電子與信息工程學院， 陜西 西安 710121; 2.西安郵電大學 通信與信息工程學院， 陜西 西安 710121；3.西安郵電大學 理學院, 陜西 西安 710121)

設計一種應用于GSM1800(1 710～1 850 MHz)、ISM(2.4 GHz)和WiMAX (3.3～3.6 GHz)的多頻帶全向輻射微帶天線?；赟ierpinski分形結構，經(jīng)兩次三角形分形產(chǎn)生兩個諧振點，通過添加短諧振枝節(jié)增加諧振點個數(shù)，加入長匹配枝節(jié)調節(jié)諧振點位置和諧振帶寬，背面采用較窄的反射地結構改善天線的輻射方向性。仿真結果表明，所設計的天線回波損耗在-10 dB以下的頻段分別為1.69～1.85 GHz、2.25～2.54 GHz、3.27～3.69 GHz，實測結果在誤差允許范圍內，與仿真結果基本吻合。

多頻化；全向輻射;微帶天線；Sierpinski分形結構

天線是無線電系統(tǒng)中的重要部件之一，其主要功能是輻射和接收電磁波[1]，通信系統(tǒng)中的雷達、導航、廣播、電視等都是通過電磁波來傳遞信息的。隨著現(xiàn)代通信技術的快速發(fā)展,小型化、多功能成為人們對各種手持設備的不斷追求，這就需要一個終端設備能夠同時在多個頻段工作。2G通話頻段(GSM1800)、世界公開使用的無線頻段(ISM 2.4 GHz)和用于無線通信的城域網(wǎng)頻段(WiMAX)是小型多功能手持設備工作的重要頻段，因此設計覆蓋上述頻段的天線具有一定的實際意義。

多頻天線主要有多頻振子天線[2]、多頻縫隙天線[3]和多頻微帶天線[4]，這些多頻天線輻射結構之間相互獨立，沒有特定變化規(guī)律，而分形幾何結構獨有空間填充性和自相似性的特點，在多頻微帶天線的設計中可實現(xiàn)天線多頻化、小型化的目的[4]。目前,采用分形結構來實現(xiàn)多頻工作的有Sierpinski三角形分形[5]、寄生分形[6]、方形分形[7]、樹狀分形[8]等結構，通過改變分形次數(shù)而不引入有耗加載量，具有的規(guī)律性結構使得小型化天線設計得到了簡化。但是，其分形天線本身的自加載性能針對性較差，對天線性能指標的改善并沒有太大作用。其單一的分形結構也存在尺寸不易單獨調節(jié)，不利于調節(jié)天線的諧振頻點和天線帶寬，故僅采用單一分形結構模型來進行多頻微帶天線設計是較為局限的。

本文擬采用Sierpinski分形結構，加載諧振和匹配枝節(jié)，設計一款應用于GSM1800(1 710～1 850 MHz)、ISM(2.4 GHz)和WiMAX (3.3～3.6 GHz)的全向輻射微帶天線。

1　設計原理

Sierpinski分形有Sierpinski三角和Sierpinski毯兩種[9]。Sierpinski三角形天線進行分形之前,其初始元會在低頻處產(chǎn)生一個諧振點,隨著天線分形結構迭代次數(shù)的不斷增加,天線的生成元不斷減小,而天線將保持原有的諧振點不變并在高頻處增加新的諧振點,諧振點的個數(shù)與分形的迭代次數(shù)相等,并且在各諧振頻點天線都具有相似的輻射性能。Sierpinski三角形分形單元如圖1所示。

圖1　Sierpinski三角形分形單元

Sierpinski三角形分形結構具有多頻特性，且各個諧振頻點成比例。比例系數(shù)可通過改變墊片的形狀來調節(jié)，但不能無限次分形，其存在的截斷效應將導致第一諧振點與其他諧振點不滿足諧振頻率比例關系[9]

(1)

式中，fn為諧振頻率，c為空氣中的光速，h為迭代前三角形的高度，δ為天線的縮放因子。

若通過加載枝節(jié)的方法進行調節(jié)，則可以解決僅采用Sierpinski三角形分形結構時頻點位置難以調節(jié)和不能無限次分形實現(xiàn)多頻化的問題。加載的微帶枝節(jié)長度L和寬度W的表示式分別為[10]

(2)

(3)

其中，εr為相對介電常數(shù)，εe為有效介電常數(shù)，可以表示為[10]

(4)

ΔL為等效長度，其表達式為[10]

(5)

2　天線設計

2.1天線模型設計

天線基于Sierpinski分形結構，采用兩次三角形分形[11-12]分別產(chǎn)生1.7 GHz和3.5 GHz兩個諧振點。另外，加入短諧振枝節(jié)產(chǎn)生2.4 GHz的諧振點，再加入長匹配枝節(jié)調節(jié)低頻1.7 GHz諧振點后移至1.8 GHz處。此處，克服低頻諧振點因加入短諧振枝節(jié)以及耦合影響而出現(xiàn)前移，背面采用2.3 mm寬的反射參考地結構，保證了天線各處輻射大小相等，從而實現(xiàn)全向輻射。設計天線模型如圖2所示。

(a) 正面

(b) 背面

2.2模型參數(shù)設計

采用聚四氟乙烯材料為介質基板，介電常數(shù)(εr)為3.5，基板尺寸為53.6 mm×46.7 mm×1 mm。由式(1)可以計算求得Sierpinski三角形分形輻射貼片的尺寸如下。

初始Sierpinski分形單元高度

Hant=46.7 mm，

初始Sierpinski分形單元寬度

Want=53.6 mm，

第二次分形后分形單元的長度

L1=17.1 mm，

L2=16.1 mm，

L3=25.7 mm，

L4=12 mm。

第二次分形后分形單元的寬度

W1=28.6 mm，

W2=12.5 mm。

由式(2)和式(3)分別計算出加入短諧振枝節(jié)的長度L5=24.9 mm，寬度W4=1 mm。通過1/4波長阻抗轉換，加入長匹配枝節(jié)的長度L6=34.6 mm。

由于受介質均勻性、軟件本身存在的仿真誤差等影響，實際優(yōu)化長度與理想計算長度會稍有偏差，最終設計天線以實際優(yōu)化長度為主。

3　仿真優(yōu)化與結果分析

利用三維電磁仿真軟件(Ansoft HFSS15.0)對天線結構、參數(shù)和輻射方向性進行仿真分析，仿真結果分別如圖3、圖4、圖5和圖6所示。

圖3為只有分形結構和在分形結構上分別加載短諧振枝節(jié)、長匹配枝節(jié)時天線諧振點和回波損耗的對比。

圖3　加入不同枝節(jié)的天線回波損耗

由圖3可知，當僅采用Sierpinski分形結構時，產(chǎn)生低頻1.7 GHz和高頻3.5 GHz兩個諧振點；加入短諧振枝節(jié)，可產(chǎn)生1.65 GHz、2.4 GHz、3.5 GHz 3個諧振點。這與未加枝節(jié)時相比，低頻1.7 GHz諧振點的位置發(fā)生前移，但產(chǎn)生了新的諧振點；加入長匹配枝節(jié)，產(chǎn)生1.8 GHz、 3.5 GHz兩個諧振點，與加入短枝節(jié)相比，低頻諧振點則向后移動，頻點位置有所改善，但并沒有產(chǎn)生更多的諧振點。因此，綜合考慮加入短諧振枝節(jié)和長匹配枝節(jié)對頻點位置的影響[13]，若同時加入長短枝節(jié)則可以實現(xiàn)該天線多頻化、小型化的設計。

圖4為不同的耦合距離s對天線諧振點和回波損耗的影響對比。

圖4　耦合間距的優(yōu)化

由圖4看出，耦合距離的變化對天線諧振頻率點位置的影響較小，但對回波損耗的大小影響較大，綜合考慮3個頻段的回波損耗，當耦合距離s=0.6 mm時，回波損耗在3個諧振點處均達到-25 dB以下，達到最優(yōu)。

圖5為設計天線同時加入長短枝天線的諧振頻點和回波損耗的變化。

圖5　有無似對稱枝節(jié)的天線結構仿真回波損耗對比

由圖5可以看出，同時加入長短枝節(jié)以及耦合后，既增加了2.4 GHz諧振頻率，也改善了低頻1.7 GHz的頻點位置和高頻諧振處的帶寬。

圖6為天線在1.8 GHz、2.4 GHz和3.5 GHz 3個諧振點的E面、H面輻射方向。

(a) 1.8 GHz

(b) 2.4 GHz

(c) 3.5 GHz

從圖6可以看出，該天線具有良好的全向遠場輻射特性，說明背面采用較窄的地結構設計保證了天線在遠場區(qū)等距離處輻射大小相等，實現(xiàn)全向輻射[14]。將仿真天線模型導出版圖進行加工，加工實物如圖7所示。

(a) 正面

(b) 背面

4　實測結果與分析

將該天線通過SMA連接器[15]連接到矢網(wǎng)儀(Agilent Technologies E5071C 300 MHz～20 GHz)進行測試，測試結果如圖8所示。

圖8　天線測試結果

將圖8中測試結果導出，與仿真結果進行對比，對比結果如圖9所示。

圖9中，天線仿真回波損耗在-10 dB以下的頻段為1.69～1.85 GHz、2.25～2.54 GHz、3.27～3.69 GHz，測試回波損耗在-10 dB以下的頻段為1.65～1.83 GHz，2.37～4.1 GHz。與仿真結果相比，天線測試結果中1.8 GHz諧振頻點稍向前偏移，在2.4 GHz和3.5 GHz時，測試帶寬與仿真帶寬相比都有所提高，這主要是由于材料及制作工藝存在誤差引起的，在誤差允許范圍內,實測結果與仿真結果吻合。

5　結語

利用分形天線結構的空間填充性和自相似性的優(yōu)點實現(xiàn)了天線的小型化設計，通過加入諧振枝節(jié)和匹配枝節(jié)實現(xiàn)了天線的多頻化設計。采用三維電磁仿真軟件(Ansoft HFSS15.0)進行仿真，并將該天線通過SMA連接器連接到矢網(wǎng)儀(Agilent Technologies E5071C 300 MHz～20 GHz)進行測試，仿真和測試對比結果表明，天線回波損耗在-10 dB以下的頻率范圍均覆蓋GSM1800(1 710～1 850 MHz)、ISM(2.4 GHz)、WIMAX(3.3～3.6 GHz)頻段，實現(xiàn)了該多頻化、小型化微帶天線的設計。

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[責任編輯:祝劍]

Design of multiband microstrip antenna based on fractal structure

CHEN Ming1,WANG Caifang2,LIAO Cong3,ZHU Xiancheng2

(1.School of Electronic Engineering, Xi’an University of Posts and Telecommunications, Xi’an 710121, China; 2.School of Electronical and Information Engineering,Xi’an University of Posts and Telecommunications,Xi’an 710121,China；3.School of Science,Xi’an University of Posts and Telecommunications,Xi’an710121,China)

A novel multiband omnidirectional radiation microstrip antenna covering GSM (1 710～1 850 MHz), ISM(2.4 GHz) and WiMAX(3.3～3.6 GHz) is proposed. Based on the structure of Sierpinski fractal, the proposed structure employs two triangular fractals to produce two resonance points, and adds a short stub to create the third resonance point and a long stub to regulate the positions of resonance points. Moreover, the proposed antenna employs a narrow ground on the bottom to prove the radiation characteristics of the antenna. Simulation results show that the -10 dB bandwidth are 1.69～1.85 GHz、2.25～2.54 GHz、3.27～3.69 GHz. The measurement error is within allowable range.

multiband, omnidirectional radiation，microstrip antennn，Sierpinski fractal structure

10.13682/j.issn.2095-6533.2016.04.014

2016-03-22

陳明(1956-)，男，博士，教授，從事射頻與無線技術及微波光子學研究。E-mail:chenming5628@sila.com

王彩芳(1990-)，女，碩士研究生，研究方向為通信與信息系統(tǒng)。E-mail:1183516939@qq.com

TN82

A

2095-6533(2016)04-0072-06