混合鉗位式三電平逆變器新型調(diào)制策略研究

馮思碩　王金花　楊　歡　劉　穩(wěn)（中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院　徐州　221000）

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混合鉗位式三電平逆變器新型調(diào)制策略研究

馮思碩王金花楊歡劉穩(wěn)
（中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院徐州221000）

對高壓、大功率混合鉗位式三電平逆變器的結(jié)構(gòu)、工作原理及相應(yīng)的電壓空間矢量進(jìn)行了分析。并分析了4種電平狀態(tài)下電流的流通路徑，得到了開關(guān)狀態(tài)切換應(yīng)當(dāng)遵循的原則。詳細(xì)研究了電壓空間矢量分別在能量饋出和饋入狀態(tài)下對鉗位電容電壓和中點電位的影響特性，得出了相應(yīng)的鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略和空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）策略。仿真和實驗證明了所提調(diào)制策略的正確性和有效性。

混合鉗位中點電位鉗位電容空間矢量脈寬調(diào)制

0　引言

三電平變流器［1］能有效解決功率開關(guān)器件耐壓不足的問題，且輸出波形更接近正弦波，在同樣的開關(guān)頻率下，相對于兩電平變流器其諧波含量較低，但也存在中點電位波動問題和橋臂內(nèi)側(cè)功率開關(guān)器件關(guān)斷過電壓問題。電容鉗位式三電平變流器每相橋臂上包括4個功率開關(guān)器件、4個與功率開關(guān)器件反并聯(lián)的二極管和1個鉗位電容。其控制靈活，易擴(kuò)展，只需要一個獨立的直流電源，但這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要大量的懸浮電容，在運行過程中需要通過不同的開關(guān)組合對電容進(jìn)行充放電控制來保證懸浮電容電壓的平衡，控制起來非常復(fù)雜［2，3］。

本文對一種新型混合鉗位式三電平逆變器進(jìn)行了研究［4，5］，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是在傳統(tǒng)的二極管鉗位式三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)每個橋臂的串聯(lián)鉗位二極管上分別并聯(lián)一個鉗位電容，所加電容能夠抑制關(guān)斷過電壓，并且通過充放電實現(xiàn)中點電位的自平衡控制。但其電壓空間矢量增至64種，使其控制變得既靈活又復(fù)雜。文獻(xiàn)［6］對這種混合鉗位式逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)工作原理進(jìn)行了詳細(xì)分析，并給出通過交替使用對中點電位影響特性相反的小矢量實現(xiàn)對中點電位的平衡控制，但這種方法并未考慮零矢量、中矢量和大矢量中點電位的影響特性，控制效果一般。文獻(xiàn)［7］采用混合鉗位式雙PWM三電平變頻調(diào)速實現(xiàn)系統(tǒng)的四象限運行，對于中點電位的平衡控制采用檢測6個鉗位電容電壓和2個直流側(cè)電容電壓差值的方法來實現(xiàn)冗余矢量的優(yōu)化選擇，但這種方法的控制精度受傳感器參數(shù)的影響，而且冗余矢量優(yōu)化選擇過程也較復(fù)雜。文獻(xiàn)［8］采用雙PWM變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，網(wǎng)側(cè)變流器基于虛擬磁鏈定向控制實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)控制，并通過仿真和實驗進(jìn)行驗證，但控制策略并未考慮到鉗位電容電壓平衡的問題。鑒于以上文獻(xiàn)均未給出鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略，本文對混合鉗位式三電平逆變器的結(jié)構(gòu)原理、工作原理和電壓空間矢量進(jìn)行分析，并在此基礎(chǔ)上針對逆變器的64種電壓空間矢量對中點電位和鉗位電容電壓的影響特性進(jìn)行了深入的分析，得出中點電位平衡調(diào)制策略；對鉗位電容充放電過程進(jìn)行分析，得出鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略，并通過仿真驗證了該調(diào)制策略的正確性。

1　混合鉗位式三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

混合鉗位式三電平逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，每相橋臂均由4個功率開關(guān)器件Si1～Si4（i=a、b、c）、2個鉗位二極管VDj1和VDj2（j=1、2、3）、1個鉗位電容Cxi和4個反并聯(lián)二極管構(gòu)成，鉗位二極管和鉗位電容可為負(fù)載電流提供雙向電流通路。

圖1　混合鉗位式三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1　Topology structure of hybrid-clamped three-level inverter

混合鉗位式三電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［6］具有如下特點:①通過鉗位電容和直流側(cè)電容的動態(tài)充放電可減少直流側(cè)中點電位的波動；②由于增加了鉗位電容，每相橋臂可以輸出4種開關(guān)狀態(tài)，電壓空間矢量增至64種，控制的靈活性增加，可實現(xiàn)更精確的控制。

2　混合鉗位式三電平逆變器工作原理

混合鉗位式三電平逆變器由于在每相橋臂上都增加了鉗位電容，這使得橋臂內(nèi)側(cè)的兩個功率開關(guān)器件不能同時導(dǎo)通，此時Si1和Si4互補(bǔ)，Si2和Si3互補(bǔ)（i= a、b、c）。電平狀態(tài)和對應(yīng)的功率開關(guān)器件通斷情況與二極管鉗位式三電平逆變器有所不同，以a相橋臂為例，混合鉗位式三電平逆變器輸出的電平狀態(tài)和功率開關(guān)器件的動作情況如表1所示（初始狀態(tài)下，鉗位電容Cxi預(yù)充電至Udc/2）。

表1　混合鉗位式三電平逆變器a相橋臂的開關(guān)狀態(tài)Tab.1　Switching states of a-phase arm of hybrid-clamped three-level inverter

限于篇幅，下面以a相橋臂為例對混合鉗位式三電平逆變器的A開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行分析。當(dāng)功率開關(guān)器件Sa2、Sa4導(dǎo)通，Sa1、Sa3關(guān)斷時，定義這種開關(guān)狀態(tài)為A態(tài)。在這種狀態(tài)下，電流由直流側(cè)電容C2經(jīng)鉗位二極管VD11和功率開關(guān)器件Sa2由直流側(cè)流向負(fù)載，或通過Sa2的反并聯(lián)二極管VD12、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa4由負(fù)載流向直流側(cè)，如圖2b中實線箭頭所示，此時相對于直流側(cè)中性點輸出電平為零。當(dāng)鉗位電容電壓小于直流側(cè)電容C2的電壓時，將通過圖2b中虛線所示通路C2-VD11-Cxa-Sa4進(jìn)行充電；當(dāng)鉗位電容電壓大于直流側(cè)電容C2的電壓時，鉗位電容可通過功率開關(guān)器件Sa4的反并聯(lián)二極管VD14、鉗位電容Cxa和功率開關(guān)器件Sa2組成的回路放電，如圖2b中虛線所示。在這種開關(guān)狀態(tài)下，鉗位電容可通過充放電過程實現(xiàn)自身電壓的自動均衡。平衡；而當(dāng)鉗位電容電壓升高時，鉗位電容的放電回路卻只有在兩種零電平狀態(tài)下才出現(xiàn)，因此如何滿足放電條件才是鉗位電容電壓平衡控制的關(guān)鍵。假設(shè)系統(tǒng)處于能量由直流側(cè)流向負(fù)載的饋出狀態(tài)，以P電平狀態(tài)為例進(jìn)行分析。電流通過回路①由直流側(cè)電源流向負(fù)載，當(dāng)鉗位電容偏低時可通過回路②充電，如圖3a所示。由P電平狀態(tài)可切換至A電平狀態(tài)或B電平狀態(tài)，若切換至B電平狀態(tài)，則電流通路將由回路①切換至回路③，如圖3b所示，此時對鉗位電容仍是充電，無法放電；若切換至A電平狀態(tài)，則電流通路由回路①切換至回路⑤，如圖3c所示，此時鉗位電容可通過如圖3c所示回路④向負(fù)載放電。對于A電平狀態(tài)或B電平狀態(tài)切換至P電平狀態(tài)的情況類似。因此，在能量饋出的狀態(tài)下，P電平狀態(tài)和A電平狀態(tài)之間相互切換，可保證鉗位電容的放電過程，從而保證鉗位電容電壓平衡。

圖2　4種電平狀態(tài)下電流路徑Fig.2　Diagrams of current circuit of four level states

圖3　開關(guān)狀態(tài)P與A、B切換時，電流路徑變化關(guān)系Fig.3　The current path transformation relationship between P switching state and A or B switching state

由上面的分析可知，4種電平狀態(tài)下，當(dāng)直流側(cè)電容C1或C2的電壓大于鉗位電容電壓時，直流側(cè)電容C1或C2可通過對鉗位電容充電來降低自身電壓，減小中點電位的波動；而當(dāng)鉗位電容電壓高于直流側(cè)電容C1或C2的電壓，且電平狀態(tài)是A態(tài)或B態(tài)時，鉗位電容則可通過向負(fù)載放電降低自身電壓。因此，通過直流側(cè)電容對鉗位電容的充放電可實現(xiàn)中點電位的自動均衡控制，減少中點電位波動。

3　鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略

若要實現(xiàn)鉗位電容電壓的平衡，使其保持在半母線電壓附近波動，則需要對其充放電過程進(jìn)行控制。當(dāng)鉗位電容電壓低于直流側(cè)上下母線電容電壓時，在4種電平狀態(tài)下均有充電回路來保證鉗位電容電壓的

通過上面的分析可知，在能量饋出的狀態(tài)下，在一個采樣周期內(nèi)，電平狀態(tài)的切換應(yīng)遵循P?A，B?N的原則，才能保證鉗位電容電壓平衡。對于能量饋入狀態(tài)時的情況可采用同樣的方法分析，得出電平狀態(tài)的切換應(yīng)遵循P?B，A?N原則，才能保證鉗位電容電壓平衡。

4　混合鉗位式三電平逆變器電壓空間矢量對中點電位和鉗位電容電壓的影響

混合鉗位式三電平逆變器可輸出64種電壓空間矢量，可用一個六邊形來表示，如圖4所示。

圖4　混合鉗位式三電平逆變器電壓空間矢量分布Fig.4　Diagram of voltage space vector distribution of hybrid-clamped three-level inverter

圖5　電壓空間矢量PAA、AAP、APA電流回路Fig.5　Current circuit of voltage space vector PAA、AAP、APA

圖6　電壓空間矢量PPA、APP、PAP電流回路Fig.6　Current circuit of voltage space vector PPA、APP、PAP

1）電壓空間矢量PAA、AAP、APA

電壓空間矢量PAA、AAP、APA對應(yīng)交流側(cè)負(fù)載和直流側(cè)電容之間的連接回路，如圖5a～圖5c所示。圖5a對中點電位無影響，對兩個A電平狀態(tài)下的鉗位電容充電；圖5b使中點電位下降，對A電平狀態(tài)下的鉗位電容充電；圖5c使中點電位下降，對鉗位電容電壓無影響。因此電壓空間矢量PAA、AAP、APA在饋出狀態(tài)時，可能對中點電位無影響，也可能使中點電位下降，其對中點電位的影響特性一般用O-表示；在饋入狀態(tài)時使中點電位下降，其對中點電位的影響特性較強(qiáng)，用O--表示。

2）電壓空間矢量PPA、APP、PAP

電壓空間矢量PPA、APP、PAP對應(yīng)交流側(cè)負(fù)載和直流側(cè)電容之間的連接回路，如圖6a、圖6b所示。圖6a對中點電位無影響，會對A電平狀態(tài)下的鉗位電容充電；圖6b使中點電位下降，對鉗位電容無影響。因此電壓空間矢量PPA、APP、PAP在饋出狀態(tài)時，對中點電位無影響，其對中點電位的影響特性用O表示；在饋入狀態(tài)時使中點電位下降，其對中點電位的影響特性較強(qiáng)，用O--表示。

由上面的分析可知，64種電壓空間矢量對中點電位的影響特性可分為5類:①具有較強(qiáng)使中點電位上升的特性，用O++表示；②具有使中點電位上升的特性，用O+表示；③對中點電位無影響，用O表示；④具有較強(qiáng)使中點電位下降的特性，用O--表示；⑤具有使中點電位下降的特性，用O-表示。

5　混合鉗位式三電平逆變器SVPWM優(yōu)化調(diào)制算法

結(jié)合電壓空間矢量對中點電位的影響特性和鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略給出電壓空間矢量優(yōu)化選擇調(diào)制算法。本文采用多電平變流器常用的對稱“七段式”PWM分配方式［9-13］?；旌香Q位式三電平逆變器的電壓空間矢量平面被分成36個扇區(qū)，在保證每次動作一個功率開關(guān)器件的情況下，在每個小扇區(qū)中合成目標(biāo)參考電壓都包括8種“七段式”電壓空間矢量組合。這里給出在S=1，N=1～6，6個小扇區(qū)內(nèi)合成目標(biāo)參考電壓所存在的48種“七段式”矢量組合，如表2所示。由于“七段式”矢量組合前后關(guān)于第四段對稱，這里只給出前四段。

以合成圖7所示的目標(biāo)參考電壓Vref為例來介紹電壓空間矢量優(yōu)化選擇過程［14-19］?？梢耘卸ǔ鰠⒖茧妷菏噶縑ref落在S=1，N=1的區(qū)域，修正后的目標(biāo)參考電壓Vref1可由矢量V1、V2、V3共同作用合成。矢量V1、V2、V3所構(gòu)成的“七段式”電壓空間矢量組合如表2中S=1，N=1部分所示。如何從這8種“七段式”矢量組合中選擇出既滿足中點電位平衡，又滿足鉗位電容電壓平衡的矢量組合成為關(guān)鍵。能量饋出和饋入狀態(tài)下，電壓空間矢量V1、V2、V3所構(gòu)成的8種“七段式”電壓空間矢量組合對中點電位的影響特性如表3所示。

表2　在S=1，N=1～6扇區(qū)內(nèi)合成目標(biāo)參考電壓存在的“七段式”電壓空間矢量組合Tab.2　Seven-segment voltage space vector synthesizing target reference voltage in the sector of S=1，N=1～6

圖7　參考電壓矢量合成Fig.7　The reference voltage vector composition

由表3可知在能量饋出狀態(tài)下，2號、6號和1號“七段式”電壓空間矢量組合使中點電位下降；3號、7號和4號“七段式”電壓空間矢量組合使中點電位上升；5號和8號“七段式”電壓空間矢量組合對中點電位的影響特性不確定；2號矢量組合使中點電位下降的特性強(qiáng)于1號和6號組合；3號、7號和4號矢量組合使中點電位上升的特性依次降低；而1號和6號矢量組合使中點電位下降特性的強(qiáng)度大于4號矢量組合使中點電位上升特性的強(qiáng)度。對中點電位影響特性確定的組合包括1、2、3、4、6和7號組合。在這6組電壓空間矢量組合中，4號組合對中點電位的影響特性最小，故選擇4號組合。在4號“七段式”電壓空間矢量組合中，PBB矢量和ANN矢量對中點電位的影響特性相反，作用時間相等，對中點電位的影響特性可以相互抵消，只有PBN矢量使中點電位小幅度上升，而中點電位小幅度的波動可通過鉗位電容和直流側(cè)電容間的充放電過程調(diào)整回來。并且可以通過加入時間調(diào)節(jié)因子來進(jìn)一步調(diào)節(jié)中點電位。

表3　能量饋出和饋入狀態(tài)下，合成參考電壓Vref1所存在的8種“七段式”電壓空間矢量組合對中點電位影響特性Tab.3　Influence characteristic of the eight seven-segment voltage space vector combinations of synthesizing target reference voltage Vref1on the neutral-point potential when energy fe d out and fed in

根據(jù)中點電位平衡調(diào)制策略選擇好電壓空間矢量組合后，還需要根據(jù)鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略進(jìn)一步篩選。對于本文所選的4號電壓空間矢量組合PBB→PBN→PNN→ANN→PNN→PBN→PBB，其三相的開關(guān)狀態(tài)切換應(yīng)遵循P?A，B?N的原則來滿足鉗位電容電壓平衡控制。對于能量饋入狀態(tài)可以采取類似的方法進(jìn)行分析，此時應(yīng)選擇1號“七段式”電壓空間矢量組合來合成目標(biāo)參考電壓，并且電平狀態(tài)的切換應(yīng)遵循P?B，A?N原則，才能保證鉗位電容電壓平衡。

6　仿真

應(yīng)用Matlab/Simulink搭建仿真模型，為了比較混合鉗位式三電平逆變器結(jié)構(gòu)和二極管鉗位式三電平逆變器結(jié)構(gòu)控制效果的不同，也搭建了二極管鉗位式三電平逆變器的仿真模型，同時也給出了傳統(tǒng)調(diào)制策略下混合鉗位式逆變器的對比仿真圖。直流母線電壓值為1 200 V；上下直流母線電容為2 700 μF；每相鉗位電容值為900 μF；單相負(fù)載電阻值為5 Ω；單相負(fù)載電感值為1 mH；采樣頻率為 500 kHz，調(diào)制度為0.85。仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8　混合鉗位-二極管鉗位式三電平逆變器仿真波形Fig.8　Simulation waveforms of hybrid-clamped and diode-clamped three-level inverter

由圖8a～圖8c和圖8d～圖8f的比較中可看出，混合鉗位式三電平逆變器中點電位波動更小，本文所提調(diào)制策略控制中點電位的效果略優(yōu)于傳統(tǒng)調(diào)制策略，并且當(dāng)直流側(cè)電容電壓不平衡時，本文所提調(diào)制策略下的混合鉗位式逆變器具有更強(qiáng)的恢復(fù)中點電位平衡的能力。圖8g為當(dāng)電壓空間矢量選擇開關(guān)狀態(tài)切換遵循P?A，B?N原則時的a相鉗位電容電壓波形，由圖可見鉗位電容電壓波動較小，基本上穩(wěn)定在半母線電壓附近，波動在±1 V以內(nèi)，鉗位電容電壓得到了很好的控制；圖8h是當(dāng)電壓空間矢量選擇電平狀態(tài)的切換遵循P?B，A?N原則時的a相鉗位電容電壓波形，由圖可見鉗位電容會一直充電至直流母線電壓，波動在-50 V左右，鉗位電容電壓并未得到很好的控制，由此也驗證本文所提在能量饋出狀態(tài)下鉗位電容電壓平衡調(diào)制策略的正確性；圖8i為傳統(tǒng)調(diào)制策略下a相鉗位電容電壓波形，波動范圍在±4 V左右，證明了本文所提調(diào)制策略的優(yōu)越性。逆變器工作在整流狀態(tài)時的仿真波形如圖9所示，由圖可見，直流輸出電壓、直流側(cè)電容電壓、鉗位電容電壓均非常穩(wěn)定，波動很小，系統(tǒng)具有很好的快速性和穩(wěn)定性，證明了本文所提調(diào)制策略的正確性和有效性。

圖9　混合鉗位逆變器整流狀態(tài)下的仿真波形Fig.9　Simulation waveforms of hybrid-clamped inverter when rectifying

7　實驗

為進(jìn)一步證明混合鉗位式逆變器在抑制中點電位波動上的優(yōu)越性，利用研究中心的實驗平臺分別測試了混合鉗位式逆變器和二極管鉗位式逆變器中點電位的波形，如圖10所示，實驗參數(shù)與仿真參數(shù)一致。圖10a為二極管鉗位式逆變器中點電位的波形，波動范圍為±10 V左右；圖10b為混合鉗位式逆變器中點電位的波形，波動范圍僅為±5 V左右。實驗結(jié)果與仿真結(jié)果一致，證明了所提控制策略的有效性。

圖10　混合鉗位-二極管鉗位式三電平逆變器中點電位波形Fig.10　Waveforms of the neutral-point potential of hybrid-clamped and diode-clamped three-level inverter

圖11a中CH1為直流母線電壓波形，CH2為有功電流給定值，CH3為有功電流反饋值，CH4為無功電流反饋值，直流母線電壓穩(wěn)定，有功電流反饋值和無功電流反饋值均能快速跟蹤給定值，并且波動范圍較?。粓D11b、圖11c中CH1為相電壓波形，CH2為相電流波形，可見電壓電流波形保持了良好的正弦度，而且相位相同實現(xiàn)了單位功率因數(shù)控制，CH3為直流側(cè)上母線電壓波形，CH4為直流側(cè)下母線電壓波形，在中間時刻負(fù)載發(fā)生變化時，上下直流母線電壓均可以快速穩(wěn)定，并保持不變，使系統(tǒng)重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，實現(xiàn)了逆變器的高動態(tài)性能控制。

圖11　混合鉗位式逆變器實驗圖Fig.11　Experimental waveforms of the hybrid-clamped inverter

8　結(jié)論

本文提出的混合鉗位式三電平逆變器新型調(diào)制策略可有效抑制橋臂內(nèi)側(cè)功率開關(guān)器件的關(guān)斷過電壓和中點電位的波動，使得逆變器獲得高效的動態(tài)性能，并提高了逆變器裝置可靠性。仿真和實驗驗證了所提調(diào)制策略的正確性和有效性，并在風(fēng)力發(fā)電等方面具有良好的工業(yè)應(yīng)用前景。

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Hou Bo，Mu Anle，Dong Fengbin，et al.Backstepping sliding mode control strategy of single-phase voltage source full-bridge inverter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2015，30（20）:93-97.

馮思碩男，1990年生，碩士研究生，研究方向為電力電子及電力傳動、電磁兼容。

E-mail:693121406@qq.com（通信作者）

王金花女，1990年生，碩士研究生，研究方向為電力電子及電力傳動、電磁兼容。

E-mail:332343833@qq.com

Research on a Novel Modulation Strategy of the Hybrid Clamped Three-Level Inverter

Feng SishuoWang JinhuaYang HuanLiu Wen
（College of Information and Electrical EngineeringChina University of Mining and Technology Xuzhou221000China）

The structure，working principle，and the corresponding space voltage vectors of high-voltage and high-power hybrid-clamped three-level inverters are analyzed.The switching principles of the switching states are obtained through the analysis of the current flow paths of the four level states.The influence characteristics of the space voltage vectors on the clamping capacitor voltage and the neutral-point potential under the states of energy fed out and fed in are analyzed in detail to obtain the balance modulation strategy of the clamping capacitor voltage and the space vector pulse width modulation（SVPWM）strategy.The correctness and effectiveness of the proposed modulation strategies are verified by the simulation and experiment.

Hybridclamp， neutral-pointpotential， clampingcapacitor， spacevectorpulse width modulation

TM464

國家自然科學(xué)基金（51307174）和中國礦業(yè)大學(xué)科研專項基金（20124255223）資助。

2015-03-29改稿日期 2015-05-24